特征

●寬帶+5V工作：225MHz（G=+2）

●單位增益穩(wěn)定：280MHz（G=1）

●高輸出電流：150mA

●輸出電壓擺幅：±4.0V

●高轉(zhuǎn)換率：2100V/μs

●低dG/dφ：.001%/.01°

●低供電電流：6mA

●低失能電流：320μA

應(yīng)用

●xDSL線路驅(qū)動(dòng)器

●寬帶視頻緩沖器

●高速成像通道

●便攜式儀器

●ADC緩沖器

●有源濾波器

●寬帶逆變和

●高SFDR中頻放大器

說明

OPA681為寬帶電流反饋運(yùn)算放大器設(shè)定了一個(gè)新的性能水平。在非常低的6mA電源電流下運(yùn)行，OPA681提供了一個(gè)轉(zhuǎn)換率和輸出功率，通常與更高的供電電流相關(guān)。一個(gè)新的輸出級(jí)結(jié)構(gòu)提供了一個(gè)高輸出電流最小的電壓凈空和交叉失真。這提供了特殊的單一供應(yīng)操作。使用單+5V電源，OPA681可以提供1V到4V的輸出擺幅，驅(qū)動(dòng)電流超過100mA，帶寬為150MHz。這種功能組合使OPA681成為理想的RGB線路驅(qū)動(dòng)器或單電源ADC輸入驅(qū)動(dòng)器。

OPA681的低6mA電源電流在25°C下精確調(diào)整。這種微調(diào)以及低溫度漂移，保證了比競(jìng)爭(zhēng)產(chǎn)品更低的保證最大供電電流。可通過使用可選的禁用控制引腳進(jìn)一步降低系統(tǒng)功率。保持此禁用引腳處于打開狀態(tài)，或保持在高位，即可正常工作。如果拉低，OPA681的電源電流將下降到320μA以下，同時(shí)輸出進(jìn)入高阻抗?fàn)顟B(tài)。此功能可用于節(jié)能或視頻多路復(fù)用應(yīng)用。

OPA681相關(guān)產(chǎn)品

200MHz射頻求和放大器

典型性能曲線：VS=±5V

G=+2，RF=402Ω，RL=100Ω，除非另有說明（見圖1）。

G=+2，RF=499Ω，RL=100Ω至+2.5V，除非另有說明（見圖2）。

應(yīng)用程序信息

寬帶電流反饋操作

OPA681提供了寬帶電流反饋運(yùn)算放大器的卓越交流性能，具有高度線性、高功率輸出級(jí)。只需要6mA的靜態(tài)電流，OPA681將擺動(dòng)至任一供電軌的1V范圍內(nèi)，并在室溫下保證提供超過135mA的電流。這種低輸出凈空要求，加上獨(dú)立于電源電壓的偏壓，提供了顯著的單（+5V）電源操作。OPA681將提供大于200MHz的帶寬，在單個(gè)+5V電源上驅(qū)動(dòng)2Vp-p輸出到100Ω。以前的增強(qiáng)輸出級(jí)放大器通常由于輸出電流過零而遭受非常差的交叉失真。OPA681實(shí)現(xiàn)了一個(gè)相當(dāng)?shù)墓β试鲆婧透玫木€性度。電流反饋運(yùn)放比電壓反饋運(yùn)放的主要優(yōu)點(diǎn)是交流性能（帶寬和失真）與信號(hào)增益相對(duì)獨(dú)立。對(duì)于低增益下類似的交流性能，在提高直流精度的情況下，考慮高轉(zhuǎn)換率、單位增益穩(wěn)定、電壓反饋OPA680。

圖1顯示了作為±5V規(guī)格和典型性能曲線基礎(chǔ)的直流耦合+2增益雙電源電路配置。出于測(cè)試目的，使用接地電阻將輸入阻抗設(shè)置為50Ω，使用串聯(lián)輸出電阻將輸出阻抗設(shè)置為50Ω。規(guī)范中報(bào)告的電壓波動(dòng)直接在輸入和輸出引腳處獲得，而負(fù)載功率（dBm）則在匹配的50Ω負(fù)載下定義。對(duì)于圖1中的電路，總有效負(fù)載為100Ω||804Ω=89Ω。禁用控制線（DIS）通常保持打開，以保證放大器正常工作。圖1中包含一個(gè)可選組件。除了通常的電源對(duì)地解耦合電容器外，兩個(gè)電源引腳之間還包括一個(gè)0.1μF電容器。在實(shí)際的PC板布局中，這種可選的附加電容器通常會(huì)將2次諧波失真性能提高3分貝至6分貝。

圖2顯示了交流耦合，+2增益，單電源電路配置，用作+5V規(guī)格和典型性能曲線的基礎(chǔ)。雖然不是“railto-rail”設(shè)計(jì)，但與其他非常寬頻帶電流反饋運(yùn)算放大器相比，OPA681需要最小的輸入和輸出電壓余量。它將提供一個(gè)3Vp-p輸出擺幅單+5V的帶寬大于150MHz。寬帶單電源運(yùn)行的關(guān)鍵要求是保持輸入和輸出信號(hào)在輸入和輸出的可用電壓范圍內(nèi)擺動(dòng)。圖2的電路使用來自+5V電源（兩個(gè)806Ω電阻器）的簡(jiǎn)單電阻分壓器建立輸入中點(diǎn)偏置。然后輸入信號(hào)被交流耦合到這個(gè)中點(diǎn)電壓偏置中。輸入電壓可以在任何一個(gè)電源引腳的1.5V范圍內(nèi)擺動(dòng)，在電源引腳之間提供一個(gè)2Vp-p輸入信號(hào)范圍。調(diào)整用于測(cè)試的輸入阻抗匹配電阻器（57.6Ω），以在包括偏置分配器網(wǎng)絡(luò)的并聯(lián)組合時(shí)提供50Ω的輸入匹配。增益電阻（RG）是交流耦合的，給電路一個(gè)+1的直流增益，這也將輸入直流偏置電壓（2.5V）施加在輸出端。反饋電阻值已從雙極供電條件進(jìn)行調(diào)整，以便在+5V、增益為+2的情況下重新優(yōu)化平坦頻率響應(yīng)（請(qǐng)參閱設(shè)置電阻值以優(yōu)化帶寬）。同樣，在單個(gè)+5V電源上，輸出電壓可以在任何一個(gè)電源引腳的1V范圍內(nèi)擺動(dòng)，同時(shí)提供超過80mA的輸出電流。在這個(gè)特性化電路中使用了一個(gè)要求100Ω的負(fù)載到一個(gè)中點(diǎn)偏置。OPA681中使用的新的輸出級(jí)可以以最小的交叉失真將大的雙極輸出電流傳輸?shù)竭@個(gè)中點(diǎn)負(fù)載中，如+5V電源、三次諧波失真圖所示。

單電源A/D轉(zhuǎn)換器接口

大多數(shù)現(xiàn)代的高性能A/D轉(zhuǎn)換器（如德州儀器公司的ADS8xx和ADS9xx系列）都是在一個(gè)+5V（或更低）的電源上工作的。對(duì)于單電源運(yùn)算放大器來說，在信號(hào)頻率超過5MHz的ADC輸入端提供低失真輸入信號(hào)是一個(gè)相當(dāng)大的挑戰(zhàn)。OPA681的高轉(zhuǎn)換率、異常的輸出擺幅和高線性度使其成為理想的單電源ADC驅(qū)動(dòng)器。圖3顯示了一個(gè)非常高性能10位60MSPS CMOS轉(zhuǎn)換器的輸入接口示例。

圖3電路中的OPA681提供了>180MHz帶寬，信號(hào)增益為+4，輸出擺幅為2Vp-p。OPA681中使用的電流反饋內(nèi)部結(jié)構(gòu)的主要優(yōu)點(diǎn)之一是，隨著信號(hào)增益的增加，可以保持高帶寬。通過劃分內(nèi)部ADC參考梯形圖的頂部和底部，非反相輸入偏置電壓參考ADC信號(hào)范圍的中點(diǎn)。在增益電阻（RG）交流耦合的情況下，該偏壓對(duì)輸出的增益為+1，同時(shí)也使輸出電壓擺幅居中。在20MHz模擬輸入頻率和60MSPS時(shí)鐘頻率下測(cè)試的性能給出>58dBc的SFDR。

寬帶逆變和放大器

由于電流反饋運(yùn)算放大器的信號(hào)帶寬可以獨(dú)立于噪聲增益（NG，其通常與非反相信號(hào)增益相同）來控制，因此可以使用OPA681來實(shí)現(xiàn)非常寬帶的反相求和級(jí)。本數(shù)據(jù)表首頁的電路顯示了一個(gè)反向求和放大器的例子，其中電阻值已調(diào)整以保持最大帶寬和輸入阻抗匹配。如果假設(shè)每個(gè)射頻信號(hào)由50Ω源驅(qū)動(dòng)，則該電路的NG將為（1+100Ω/（100Ω/5））=6。總反饋?zhàn)杩梗◤腣O到逆變誤差電流）是RF+（RI x NG）的總和，其中RI是從求和結(jié)看逆變輸入的阻抗（參見設(shè)置電阻值以優(yōu)化性能部分）。使用100Ω反饋（從每個(gè)輸入到輸出引腳的信號(hào)增益為–2）需要一個(gè)額外的20Ω與逆變輸入串聯(lián)，以增加反饋?zhàn)杩埂⒋穗娮杵魈砑拥降湫偷膬?nèi)部RI=41Ω時(shí)，總反饋?zhàn)杩篂?00Ω+（65Ωx 6）=490Ω，等于在NG=6時(shí)獲得最大帶寬平坦頻率響應(yīng)所需的值。測(cè)試的性能顯示，在匹配的50Ω負(fù)載下，通過100MHz，小信號(hào)帶寬超過200MHz，壓縮15dBm–1dBm。

寬帶視頻多路復(fù)用

視頻速度放大器（包括禁用管腳）的一個(gè)常見應(yīng)用是將多個(gè)放大器輸出連接在一起，然后從幾個(gè)可能的視頻輸入中選擇哪一個(gè)輸入到一條線路上。這個(gè)簡(jiǎn)單的“有線或視頻多路復(fù)用器”可以很容易地使用OPA681實(shí)現(xiàn)，如圖4所示。

通常，在視頻信號(hào)中的同步或回溯時(shí)間執(zhí)行信道切換。此時(shí)兩個(gè)輸入大約相等。OPA681的“先通后斷”的禁用特性確保了在使用如圖4所示的有線或電路時(shí)，始終有一個(gè)放大器控制線路。由于兩個(gè)輸入在通道之間的轉(zhuǎn)換過程中可能短時(shí)間處于接通狀態(tài)，因此輸出通過輸出阻抗匹配電阻器（在本例中為82.5Ω）進(jìn)行組合。當(dāng)一個(gè)通道被禁用時(shí)，它的反饋網(wǎng)絡(luò)形成了輸出阻抗的一部分，并在輸出到電纜上時(shí)輕微地衰減信號(hào)。增益和輸出匹配電阻略有增加，以在匹配負(fù)載下獲得+1的信號(hào)增益，并為電纜提供75Ω的輸出阻抗。視頻多路復(fù)用器連接（圖4）還可確保未選定信道輸入端的最大差動(dòng)電壓不超過標(biāo)準(zhǔn)視頻信號(hào)電平的額定±1.2V最大值。

禁用操作部分顯示了使用單通道接地輸入的開啟和關(guān)閉開關(guān)故障通常小于±50mV。當(dāng)兩個(gè)輸出被切換時(shí)（如圖6所示），由于“先通后斷”的禁用定時(shí)，輸出線始終由一個(gè)或另一個(gè)放大器控制。在這種情況下，兩個(gè)0V輸入的開關(guān)故障降至<20mV。

單電源中頻放大器

OPA681提供的高帶寬，同時(shí)運(yùn)行在一個(gè)單一的+5V電源本身很適合中頻放大器的應(yīng)用。使用像OPA681這樣的運(yùn)算放大器作為中頻放大器的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是，與靜態(tài)功耗相比，可以實(shí)現(xiàn)精確的信號(hào)增益以及更低的三階互調(diào)。此外，OPA681在SOT23-6封裝中提供了一個(gè)非常小的封裝，具有電源關(guān)閉功能，適用于便攜式應(yīng)用。在中頻放大器中使用運(yùn)算放大器的一個(gè)問題是它們的噪聲系數(shù)相對(duì)較高。有時(shí)有人建議，最佳源電阻可以用來最小化運(yùn)算放大器的噪聲系數(shù)。增加一個(gè)電阻來達(dá)到這個(gè)最佳值可以提高噪聲系數(shù)，但實(shí)際上會(huì)降低信噪比。一種更有效的方法是通過輸入變壓器將信號(hào)引入。圖5顯示了一個(gè)對(duì)OPA681特別有用的示例。

通過升壓變壓器將信號(hào)引入逆變輸入增益電阻器對(duì)OPA681有幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)。首先，非逆變輸入端的去耦電容消除了非逆變輸入電流噪聲對(duì)輸出噪聲的貢獻(xiàn)。其次，如果運(yùn)算放大器的輸入噪聲電壓被反射到RG的輸入側(cè)，它實(shí)際上被衰減了。使用1:2（匝數(shù)比）的升壓變壓器將一次側(cè)至二次側(cè)的50Ω源阻抗作為200Ω源阻抗（200ΩRG電阻通過變壓器一次側(cè)作為50Ω輸入匹配阻抗反射）。放大器輸出的噪聲增益（NG）為1+600/400=2.5V/V。將運(yùn)算放大器的2.2nV/√Hz輸入電壓噪聲乘以輸出的噪聲增益，然后將該噪聲項(xiàng)反射到RG電阻器的輸入側(cè)，除以3。當(dāng)反射到運(yùn)算放大器電路的輸入點(diǎn)時(shí)，非反相輸入電壓噪聲的凈增益為0.833。當(dāng)回到變壓器一次側(cè)時(shí)，這將進(jìn)一步降低。

圖5中相對(duì)較低的增益中頻放大器電路在變壓器的輸入端給出了12dB的噪聲系數(shù)。將RF電阻增加到600Ω（一旦RG設(shè)置為200Ω以進(jìn)行輸入阻抗匹配），將略微降低帶寬。測(cè)量結(jié)果表明，圖5電路的小信號(hào)帶寬為150MHz，通過30MHz的平坦度非常高。盡管OPA681在2音、3階互調(diào)失真方面沒有表現(xiàn)出截獲特性，但它通過高輸出功率和高頻率保持了非常高的無雜散動(dòng)態(tài)范圍。圖5中單電源電路匹配負(fù)載下的最大單音功率為1dBm（這要求2音包絡(luò)在OPA681的輸出引腳處有2.8Vp-p的擺動(dòng)）。圖5電路在該最大負(fù)載功率下測(cè)得的2音SFDR在頻率至30MHz時(shí)超過55dBc。

設(shè)計(jì)工具

示范板

在使用OPA681的三種封裝風(fēng)格下，有幾個(gè)PC板可用于輔助電路性能的初步評(píng)估。所有這些都是免費(fèi)的，作為一個(gè)不受歡迎的個(gè)人電腦板提供說明文件。下表顯示了這些板的摘要信息。

請(qǐng)聯(lián)系TI應(yīng)用支持熱線以請(qǐng)求任何這些板。

宏模型和應(yīng)用程序支持

在分析模擬電路和系統(tǒng)的性能時(shí)，使用SPICE對(duì)電路性能進(jìn)行計(jì)算機(jī)模擬是非常有用的。這對(duì)于視頻和射頻放大器電路尤其如此，因?yàn)榧纳娙莺碗姼袝?huì)對(duì)電路性能產(chǎn)生重大影響。OPA681的SPICE模型可以通過TI網(wǎng)站獲得或作為TI應(yīng)用部門的磁盤上的一個(gè)型號(hào)（1-800-548-6132）。應(yīng)用部門也可以通過此號(hào)碼獲得設(shè)計(jì)幫助。這些模型可以很好地預(yù)測(cè)各種運(yùn)行條件下的小信號(hào)交流和瞬態(tài)性能。它們?cè)陬A(yù)測(cè)諧波失真或dG/dφ方面的效果并不理想特征。這些型號(hào)不試圖區(qū)分封裝類型在其小信號(hào)交流性能。

操作建議

設(shè)置電阻值以優(yōu)化帶寬

像OPA681這樣的電流反饋運(yùn)算放大器可以通過適當(dāng)調(diào)整外部電阻值來保持幾乎恒定的信號(hào)增益帶寬。典型的性能曲線顯示了這一點(diǎn)；隨著增益的增加，小信號(hào)帶寬僅略有下降。這些曲線還表明，反饋電阻已經(jīng)改變了每個(gè)增益設(shè)置。電流反饋運(yùn)放電路逆變側(cè)的電阻“值”可被視為頻率響應(yīng)補(bǔ)償元件，而它們的“比值”設(shè)置信號(hào)增益。圖6顯示了OPA681的小信號(hào)頻率響應(yīng)分析電路。

這種電流反饋運(yùn)放模型的關(guān)鍵元素是：

α→從非反相輸入到反相輸入的緩沖增益

RI→緩沖器輸出阻抗

iERR→反饋錯(cuò)誤電流信號(hào)

Z（s）→從iERR到VO的頻率相關(guān)開環(huán)跨阻增益

緩沖器增益通常非常接近1.00，并且通常從信號(hào)增益考慮中被忽略。但是，它將為單個(gè)運(yùn)放差分放大器配置設(shè)置CMRR。對(duì)于緩沖器增益α<1.0，CMRR=–20 x log（1–α）dB。

緩沖區(qū)輸出阻抗RI是帶寬控制方程的一個(gè)關(guān)鍵部分。OPA681通常約為41Ω。

電流反饋運(yùn)算放大器感測(cè)逆變節(jié)點(diǎn)中的誤差電流（與電壓反饋運(yùn)算放大器的差分輸入誤差電壓相反），并通過內(nèi)部頻率相關(guān)的跨阻增益將其傳遞到輸出端。典型的性能曲線顯示了這種開環(huán)跨阻響應(yīng)。這類似于電壓反饋運(yùn)放的開環(huán)電壓增益曲線。發(fā)展圖6電路的傳遞函數(shù)得出方程式1：

這是以回路增益分析格式編寫的，其中非無限開環(huán)增益引起的誤差以分母表示。如果Z（s）在所有頻率上都是無窮大的，方程1的分母將減小為1，分子中顯示的理想期望信號(hào)增益將得到。方程式1分母中的分?jǐn)?shù)決定了頻率響應(yīng)。方程2顯示為回路增益方程：

如果在開環(huán)跨阻圖的頂部繪制20x對(duì)數(shù)（RF+ngx RI），兩者之間的差就是給定頻率下的環(huán)路增益。最終，Z（s）滾減到等于方程2的分母，此時(shí)環(huán)路增益減小到1（曲線相交）。等式1給出的放大器的閉環(huán)頻率響應(yīng)開始衰減，與電壓反饋運(yùn)算放大器的噪聲增益等于開環(huán)電壓增益的頻率完全相似。這里的區(qū)別在于，等式2分母中的總阻抗可以與期望的信號(hào)增益（或NG）稍微分開控制。

OPA681經(jīng)過內(nèi)部補(bǔ)償，在±5V電源的NG=2時(shí)，RF=402Ω的頻率響應(yīng)最大平坦。計(jì)算方程2的分母（即反饋跨導(dǎo)）得到了484Ω的最佳目標(biāo)。隨著信號(hào)增益的變化，ngx-RI項(xiàng)在反饋互阻抗中的貢獻(xiàn)也會(huì)發(fā)生變化，但通過調(diào)整RF可以使其保持不變。方程3給出了最佳射頻過信號(hào)增益的近似方程：

隨著期望信號(hào)增益的增加，這個(gè)方程最終將預(yù)測(cè)一個(gè)負(fù)的射頻。也可以通過將RG保持在20Ω的最小值來設(shè)置此調(diào)整的主觀限制。較低的值將在輸入級(jí)和輸出級(jí)加載緩沖級(jí)，如果RF太低，實(shí)際上會(huì)降低帶寬。圖7顯示了±5V和單個(gè)+5V操作的推薦RF與NG。此處顯示的RF與gain的值大約等于用于生成典型性能曲線的值。它們的不同之處在于，典型性能曲線中使用的優(yōu)化值也對(duì)簡(jiǎn)化分析中未考慮到的板寄生進(jìn)行了校正，從而得出方程3。圖7中顯示的值為需要帶寬優(yōu)化的設(shè)計(jì)提供了一個(gè)良好的起點(diǎn)。

進(jìn)入逆變輸入的總阻抗可用于調(diào)整閉環(huán)信號(hào)帶寬。在逆變輸入和求和結(jié)之間插入一個(gè)串聯(lián)電阻將增加反饋?zhàn)杩梗ǚ匠淌?的分母），從而降低帶寬。這種帶寬控制方法用于首頁的逆變求和電路。OPA681的內(nèi)部緩沖器輸出阻抗受從非反相輸入端子向外看的源阻抗的影響很小。高源電阻會(huì)增加RI，降低帶寬。對(duì)于那些通過高值電阻在非反相輸入處產(chǎn)生中點(diǎn)偏置的單電源應(yīng)用，去耦電容器對(duì)于電源噪聲抑制、非反相輸入噪聲電流分流以及最小化圖6中RI的高頻值至關(guān)重要。

反轉(zhuǎn)放大器操作

由于OPA681是一種通用的寬帶電流反饋運(yùn)算放大器，所以大多數(shù)常見的運(yùn)算放大器應(yīng)用電路都可供設(shè)計(jì)者使用。由于反饋電阻是電流反饋運(yùn)算放大器的補(bǔ)償元件，因此需要反饋元件（例如積分器、跨阻、一些濾波器）具有相當(dāng)靈活性的應(yīng)用應(yīng)考慮單位增益穩(wěn)定電壓反饋OPA680。寬帶逆變操作（尤其是求和）特別適用于OPA681。圖8顯示了一個(gè)典型的逆變配置，圖1中的輸入/輸出阻抗和信號(hào)增益保留在逆變電路配置中。

在反向配置中，必須注意兩個(gè)關(guān)鍵的設(shè)計(jì)考慮因素。首先，增益電阻（RG）成為信號(hào)通道輸入阻抗的一部分。如果需要輸入阻抗匹配（每當(dāng)信號(hào)通過電纜、雙絞線、長(zhǎng)PC板跡線或其他傳輸線導(dǎo)體耦合時(shí)，這是有益的），則通常需要在地上添加一個(gè)額外的匹配電阻器。RG本身通常不會(huì)設(shè)置為所需的輸入阻抗，因?yàn)樗闹狄约八璧脑鲆鎸Q定從頻率響應(yīng)角度來看可能是非最佳的RF。電源的總輸入阻抗變成RG和RM的并聯(lián)組合。

第二個(gè)主要考慮因素，在上一段中提到，是信號(hào)源阻抗成為噪聲增益方程的一部分，并將通過方程1對(duì)帶寬產(chǎn)生輕微影響。圖8中所示的值通過略微降低RF（圖1）來重新優(yōu)化圖8（NG=2.74）噪聲增益的帶寬來解釋這一點(diǎn)。在圖8的示例中，RM值與外部50Ω源阻抗并聯(lián)組合，產(chǎn)生50Ω| | 68Ω=28.8Ω的有效驅(qū)動(dòng)阻抗。該阻抗與RG串聯(lián)，用于計(jì)算噪聲增益，即NG=2.74。將該值連同圖8中的RF和41Ω的反向輸入阻抗一起插入方程3中，以獲得幾乎等于484Ω最佳值的反饋跨阻抗。

注意，在這個(gè)雙極性電源逆變應(yīng)用中，非逆變輸入直接接地。通常建議在非逆變輸入端接地附加一個(gè)電阻，以實(shí)現(xiàn)輸出端的偏置電流誤差消除。電流反饋運(yùn)算放大器的輸入偏置電流通常在幅值或極性上都不匹配。在圖8電路中，將電阻連接到OPA681的非反相輸入端，實(shí)際上將為該輸入端的偏置電流和噪聲電流提供額外的增益，但由于輸入偏置電流不匹配，因此不會(huì)減小輸出直流誤差。

輸出電流和電壓

OPA681提供的輸出電壓和電流能力是無與倫比的低成本單片運(yùn)算放大器。在25°C的空載條件下，輸出電壓通常比任何一條供電軌的電壓波動(dòng)更接近1V；保證的擺動(dòng)限制在任何一條供電軌的1.2V范圍內(nèi)。在15Ω負(fù)載（最小測(cè)試負(fù)載）中，保證輸出超過±135mA。

上述規(guī)范雖然在行業(yè)中很熟悉，但分別考慮了電壓和電流限制。在許多應(yīng)用中，它是電壓x電流，或V-I乘積，它與電路運(yùn)行更相關(guān)。參考典型性能曲線中的“輸出電壓和電流限制”圖。此圖的X軸和Y軸分別顯示零電壓輸出電流限制和零電流輸出電壓限制。這四個(gè)象限給出了OPA681輸出驅(qū)動(dòng)能力的更詳細(xì)的視圖，并指出該圖以1W最大內(nèi)部功耗的“安全操作區(qū)域”為界。將電阻負(fù)載線疊加到圖上表明，OPA681可以在不超過輸出能力或1W功耗限制的情況下，將±2.5V驅(qū)動(dòng)到25Ω或±3.5V到50Ω。100Ω負(fù)載線（標(biāo)準(zhǔn)測(cè)試電路負(fù)載）顯示完全±3.9V輸出擺動(dòng)能力，如典型技術(shù)規(guī)格所示。

最小規(guī)定的輸出電壓和電流過溫是通過最壞情況模擬在極端低溫下設(shè)定的。只有在冷啟動(dòng)時(shí)，輸出電流和電壓才會(huì)降低到保證表中所示的數(shù)值。當(dāng)輸出晶體管提供功率時(shí)，它們的結(jié)溫會(huì)升高，降低它們的VBE（增加可用輸出電壓擺幅）和增加電流增益（增加可用輸出電流）。在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行中，由于輸出級(jí)結(jié)溫將高于規(guī)定的最低工作環(huán)境溫度，因此可用輸出電壓和電流將始終大于超溫規(guī)范中所示的值。

為保持最大輸出級(jí)線性度，不提供輸出短路保護(hù)。這通常不會(huì)是一個(gè)問題，因?yàn)榇蠖鄶?shù)應(yīng)用程序在輸出端包括一個(gè)串聯(lián)匹配電阻器，如果該電阻器的輸出端對(duì)地短路，它將限制內(nèi)部功耗。然而，在大多數(shù)情況下，將輸出引腳直接短接到相鄰的正極電源引腳（8引腳封裝）上會(huì)損壞放大器。如果需要額外的短路保護(hù)，考慮電源線中的小串聯(lián)電阻器。這將在重輸出負(fù)載下，減小可用輸出電壓擺動(dòng)。每個(gè)電源線中的5Ω串聯(lián)電阻器將限制輸出短路時(shí)的內(nèi)部功耗小于1W，同時(shí)將可用輸出電壓擺幅降低到0.5V，以達(dá)到100mA的所需負(fù)載電流。始終將0.1μF電源去耦電容器直接放置在電源引腳上的這些電源限流電阻器之后。

驅(qū)動(dòng)電容性負(fù)載

對(duì)運(yùn)算放大器來說，最苛刻也是最常見的負(fù)載條件之一就是電容負(fù)載。通常，電容性負(fù)載是A/D轉(zhuǎn)換器的輸入端，包括額外的外部電容，這可能是為了改善A/D線性度而建議的。當(dāng)電容性負(fù)載直接施加在輸出引腳上時(shí)，像OPA681這樣的高速、高開環(huán)增益放大器很容易受到穩(wěn)定性下降和閉環(huán)響應(yīng)峰值的影響。當(dāng)考慮放大器的開環(huán)輸出電阻時(shí)，這種電容性負(fù)載會(huì)在信號(hào)通路中增加一個(gè)極點(diǎn)，從而降低相位裕度。有人提出了解決這個(gè)問題的幾種外部解決辦法。當(dāng)主要考慮頻率響應(yīng)平坦度、脈沖響應(yīng)保真度和/或失真時(shí)，最簡(jiǎn)單和最有效的解決方案是通過在放大器輸出和電容性負(fù)載之間插入一個(gè)串聯(lián)的隔離電阻，將電容性負(fù)載與反饋回路隔離。這并沒有從環(huán)路響應(yīng)中消除極點(diǎn)，而是將其移位，并在更高頻率下添加零。附加零位的作用是消除電容性負(fù)載極的相位滯后，從而增加相位裕度，提高穩(wěn)定性。

典型性能曲線顯示了推薦的RS與電容性負(fù)載以及負(fù)載下產(chǎn)生的頻率響應(yīng)。大于2pF的寄生電容性負(fù)載會(huì)開始降低OPA681的性能。很容易造成多個(gè)設(shè)備線路板的超長(zhǎng)連接，從而造成線路板的超長(zhǎng)。始終仔細(xì)考慮這種影響，并盡可能靠近OPA681輸出引腳添加推薦的串聯(lián)電阻器（見電路板布局指南）。

失真性能

OPA681在±5V電源的100Ω負(fù)載下提供了良好的失真性能。與其他解決方案相比，它在較輕負(fù)載和/或在單個(gè)+5V電源上運(yùn)行提供了優(yōu)異的性能。第二次諧波或第三次諧波通常會(huì)占主導(dǎo)地位，直到第三次諧波信號(hào)達(dá)到可以忽略不計(jì)的水平。然后聚焦于二次諧波，增加負(fù)載阻抗直接改善失真。記住，在圖1中，RF是反向配置中的總負(fù)載。此外，在電源引腳之間提供額外的電源去耦合電容器（0.1μF）（用于雙極性操作）略微改善二階失真（3dB至6dB）。

在大多數(shù)運(yùn)算放大器中，增加輸出電壓擺幅會(huì)直接增加諧波失真。典型的性能曲線顯示，2次諧波的增長(zhǎng)率略低于預(yù)期的2倍速率，而3次諧波的增長(zhǎng)率略低于預(yù)期的3倍速率。當(dāng)測(cè)試功率加倍時(shí)，其與第二諧波之間的差值減小小于預(yù)期的6dB，而其與第三諧波之間的差值減小的程度小于預(yù)期的12dB。這也顯示在2音調(diào)，3階互調(diào)雜散（IM3）響應(yīng)曲線。三階雜散電平在低輸出功率電平下極低。即使在基本功率達(dá)到非常高的水平時(shí)，輸出級(jí)仍將其保持在較低水平。典型的性能曲線表明，雜散互調(diào)功率并不像傳統(tǒng)截獲模型所預(yù)測(cè)的那樣增加。隨著基本功率水平的增加，動(dòng)態(tài)范圍并沒有明顯減小。對(duì)于以20MHz為中心的兩個(gè)音調(diào)，在匹配的50Ω負(fù)載中為10dBm/音調(diào)（即負(fù)載下每個(gè)音調(diào)為2Vp-p，這要求輸出引腳處的整個(gè)2音調(diào)包絡(luò)為8Vp-p），典型性能曲線顯示測(cè)試音調(diào)功率和三階互調(diào)雜散電平之間的62dBc差異。當(dāng)在較低頻率下工作時(shí)，這種卓越的性能會(huì)進(jìn)一步提高。

噪聲性能

寬帶電流反饋運(yùn)算放大器通常比電壓反饋運(yùn)算放大器具有更高的輸出噪聲安培。那個(gè)OPA681在電壓和電流噪聲項(xiàng)之間提供了極好的平衡，以實(shí)現(xiàn)低輸出噪聲。逆變電流噪聲（15pA/√Hz）明顯低于以前的解決方案，而輸入電壓噪聲（2.2nV/√Hz）低于大多數(shù)單位增益穩(wěn)定、寬帶、電壓反饋運(yùn)算放大器。這種低輸入電壓噪聲是以較高的非逆變輸入電流噪聲（12pA/√Hz）為代價(jià)實(shí)現(xiàn)的。只要從非逆變節(jié)點(diǎn)向外看的交流源阻抗小于100Ω，該電流噪聲對(duì)總輸出噪聲的貢獻(xiàn)就不會(huì)很大。運(yùn)算放大器的輸入電壓噪聲和兩個(gè)輸入電流噪聲項(xiàng)結(jié)合在一起，可在各種工作條件下提供低輸出噪聲。圖9顯示了包含所有噪聲項(xiàng)的運(yùn)算放大器噪聲分析模型。在這個(gè)模型中，所有的噪聲項(xiàng)都被認(rèn)為是噪聲電壓或電流密度項(xiàng)，單位為nV/√Hz或pA/√Hz。

總輸出斑點(diǎn)噪聲電壓可以計(jì)算為所有平方輸出噪聲電壓貢獻(xiàn)者和的平方根。方程4顯示了輸出噪聲電壓的一般形式，如圖9所示。

將該表達(dá)式除以噪聲增益（NG=（1+RF/RG））將得到非逆變輸入下的等效輸入?yún)⒖键c(diǎn)噪聲電壓，如等式5所示。

對(duì)圖1中所示的OPA681電路和元件值的這兩個(gè)方程進(jìn)行評(píng)估，將得到8.4nV/√Hz的總輸出點(diǎn)噪聲電壓和4.2nV/√Hz的總等效輸入點(diǎn)噪聲電壓。該總輸入?yún)⒖键c(diǎn)噪聲電壓高于僅針對(duì)運(yùn)算放大器電壓噪聲的2.2nV/√Hz規(guī)范。這反映了由反向電流噪聲乘以反饋電阻而增加到輸出的噪聲。如果反饋電阻在高增益配置中減小（如前所述），則由方程式5給出的輸入?yún)⒖茧妷涸肼晫H接近運(yùn)算放大器本身的2.2nV/√Hz。例如，使用RF=180Ω將增益設(shè)為+10，則總輸入?yún)⒖荚肼暈?.4nV/√Hz。

直流精度和偏移控制

像OPA681這樣的電流反饋運(yùn)算放大器在高增益下提供了卓越的帶寬，提供了快速的脈沖穩(wěn)定，但只有中等的直流精度。典型的規(guī)格顯示了一個(gè)輸入偏置電壓可與高速電壓反饋放大器相媲美。然而，兩個(gè)輸入偏置電流有點(diǎn)高，是不匹配的。雖然偏置電流抵消技術(shù)對(duì)大多數(shù)電壓反饋運(yùn)算放大器非常有效，但它們通常不會(huì)降低寬帶電流反饋運(yùn)算放大器的輸出直流偏移。由于兩個(gè)輸入偏置電流的大小和極性都是不相關(guān)的，匹配每個(gè)輸入端的源阻抗以減少它們對(duì)輸出端的誤差貢獻(xiàn)是無效的。使用最壞情況下+25°C輸入偏移電壓和兩個(gè)輸入偏置電流評(píng)估圖1的配置，得出worstcase輸出偏移范圍等于：

式中，NG=非反相信號(hào)增益：

有時(shí)需要微調(diào)輸出偏移零點(diǎn)或直流工作點(diǎn)調(diào)整。在直流偏置控制電路中引入了許多放大器技術(shù)。大多數(shù)簡(jiǎn)單的調(diào)整技術(shù)都不能校正溫度漂移。可以將較低速度、精度的運(yùn)算放大器與OPA681結(jié)合，以獲得精度運(yùn)算放大器的直流精度和OPA681的信號(hào)帶寬。圖10顯示了一個(gè)非逆變的G=+10電路，該電路在大于150MHz信號(hào)帶寬的溫度下保持輸出偏移電壓小于±7.5mV。

這種直流耦合電路使用OPA681提供非常高的信號(hào)帶寬。在較低頻率下，輸出電壓通過信號(hào)增益衰減，并與OPA237輸入處的原始輸入電壓進(jìn)行比較（這是一種低成本、精確的電壓反饋運(yùn)算放大器，增益帶寬積為1.5MHz）。如果這兩個(gè)不一致（由于OPA681引入的直流偏移），OPA237通過2.86kΩ反向求和路徑求和校正電流。幾個(gè)設(shè)計(jì)考慮因素將使該電路得到優(yōu)化。首先，對(duì)OPA237非反相輸入的反饋必須與高速信號(hào)增益精確匹配。使2kΩ電阻器接地可調(diào)電阻器將允許低頻和高頻增益精確匹配。其次，OPA237將控制權(quán)傳遞給OPA681的交叉頻率區(qū)域必須具有異常的相位線性度。這兩個(gè)問題歸結(jié)為在整個(gè)傳遞函數(shù)中設(shè)計(jì)極點(diǎn)/零對(duì)消。使用2.86kΩ電阻器名義上可以滿足圖10中電路的這一要求。完全取消過程和溫度是不可能的。然而，這種初始電阻設(shè)置和精確的增益匹配將最大限度地減少長(zhǎng)期脈沖沉降尾。

禁用操作

OPA681提供了一個(gè)可選的禁用特性，可用于降低系統(tǒng)功率或?qū)崿F(xiàn)簡(jiǎn)單的信道復(fù)用操作。如果DIS控制引腳未連接，OPA681將正常工作。要禁用，控制引腳必須斷言為低。圖11顯示了禁用控制的簡(jiǎn)化內(nèi)部電路特色。

在正常運(yùn)行中，通過110kΩ電阻器向Q1提供基極電流，而通過15kΩ電阻器的發(fā)射極電流會(huì)產(chǎn)生一個(gè)不足以打開Q1發(fā)射極中的兩個(gè)二極管的電壓降。作為VDIS當(dāng)電流拉低時(shí)，通過15kΩ電阻器的額外電流最終接通這兩個(gè)二極管（≈100μA）。在這一點(diǎn)上，任何進(jìn)一步的電流從VDIS中抽出通過那些二極管保持發(fā)射極基極電壓Q1大約為零伏。這會(huì)切斷Q1的集電極電流，從而關(guān)閉放大器。禁用模式下的電源電流僅為操作圖11所示電路所需的電流。附加電路確保開啟時(shí)間比關(guān)閉時(shí)間更快（先通后斷）。

禁用時(shí)，輸出和輸入節(jié)點(diǎn)將進(jìn)入高阻抗?fàn)顟B(tài)。如果OPA681在+1的增益下工作，則在輸出端將顯示非常高的阻抗（4pF | | 1MΩ），并具有異常的信號(hào)隔離。如果在大于+1的增益下工作，總反饋網(wǎng)絡(luò)電阻（RF+RG）將顯示為回望輸出的阻抗，但電路仍將顯示非常高的正向和反向隔離。如果配置為逆變放大器，輸入和輸出將通過反饋網(wǎng)絡(luò)電阻（RF+RG）連接，從而提供相對(duì)較差的輸入輸出隔離。

禁用操作中的一個(gè)關(guān)鍵參數(shù)是切換到禁用模式時(shí)的輸出故障。圖12顯示了圖1中輸入信號(hào)設(shè)置為零伏時(shí)的這些故障。輸出引腳處的故障波形與DIS引腳電壓一起繪制。

DIS控制線的過渡邊速率（dV/dT）將影響該故障。對(duì)于圖12的曲線圖，邊緣速率降低，直到觀察到故障幅度沒有進(jìn)一步減小。這個(gè)大約1V/ns的最大轉(zhuǎn)換速率可以通過在VDIS引腳中添加一個(gè)簡(jiǎn)單的RC濾波器來實(shí)現(xiàn)。如果使用極快轉(zhuǎn)換邏輯，則邏輯門和DIS輸入引腳之間的2kΩ串聯(lián)電阻器將僅使用DIS引腳上的寄生輸入電容提供足夠的帶寬限制，同時(shí)仍然確保足夠的邏輯電平擺動(dòng)。

熱分析

由于OPA681的高輸出功率能力，在極端工作條件下可能需要散熱或強(qiáng)制氣流。最大期望結(jié)溫將設(shè)置如下所述的最大允許內(nèi)部功耗。在任何情況下，最高結(jié)溫不得超過175℃。

工作結(jié)溫度（TJ）由TA+PD xθJA給出。總內(nèi)部功耗（PD）是靜態(tài)功率（PDQ）和輸出級(jí)（PDL）消耗的附加功率之和。靜態(tài)功率就是指定的空載供電電流乘以整個(gè)部件的總供電電壓。PDL將取決于所需的輸出信號(hào)和負(fù)載，但對(duì)于接地電阻負(fù)載，當(dāng)輸出固定在等于1/2電源電壓的電壓時(shí)（對(duì)于相等的雙極電源），PDL將處于最大值。在這種情況下，PDL=VS2/（4 x RL），其中RL包括反饋網(wǎng)絡(luò)負(fù)載。

注意，決定內(nèi)部功耗的是輸出級(jí)的功率，而不是負(fù)載中的功率。

作為最壞情況的例子，使用圖1電路中的OPA681N（SOT23-6封裝）計(jì)算最大TJ，該電路在最高規(guī)定環(huán)境溫度+85°C下運(yùn)行，并驅(qū)動(dòng)接地20Ω負(fù)載至+2.5V DC：

盡管這仍遠(yuǎn)低于規(guī)定的最高結(jié)溫，但出于系統(tǒng)可靠性考慮，可能需要較低的保證結(jié)溫。記住，這是一個(gè)最壞的內(nèi)部功耗使用您的實(shí)際信號(hào)和負(fù)載來計(jì)算PDL。如果負(fù)載要求電流被強(qiáng)制輸入正輸出電壓的輸出端或來自負(fù)輸出端的電流，則可能出現(xiàn)最高的內(nèi)部損耗。這使得高電流通過輸出晶體管中的一個(gè)大的內(nèi)部電壓降。典型性能曲線中顯示的輸出電壓和電流限制曲線包括在這些條件下1W最大內(nèi)部功耗的邊界。

電路板布局指南

要獲得最佳的性能與高頻放大器，如OPA681需要仔細(xì)注意板布局寄生和外部元件類型。優(yōu)化性能的建議包括：

a） 寄生電容最小化所有信號(hào)輸入/輸出引腳的任何交流接地。輸出端和反向輸入端上的寄生電容會(huì)導(dǎo)致不穩(wěn)定：在非換向輸入端，它會(huì)與源阻抗發(fā)生反應(yīng)，導(dǎo)致無意的帶寬限制。為了減少不必要的電容，信號(hào)I/O引腳周圍的所有地面和電源平面上都應(yīng)該打開一個(gè)窗口。否則，地面和動(dòng)力飛機(jī)應(yīng)該在其他地方保持完整。

b） 縮短距離（<0.25”）從電源引腳到高頻0.1μF去耦電容器。在設(shè)備引腳處，接地和電源平面布局不應(yīng)靠近信號(hào)輸入/輸出引腳。避免狹窄的電源和接地痕跡，以盡量減少引腳和去耦電容器之間的電感。電源連接（插腳4和7）應(yīng)始終與這些電容器斷開連接。兩個(gè)電源之間的可選電源去耦電容器（用于雙極操作）將改善二次諧波失真性能。主電源引腳上還應(yīng)使用較大的（2.2μF至6.8μF）去耦電容器，在較低頻率下有效。這些可以放置在離設(shè)備稍遠(yuǎn)的地方，并且可以在PC板的相同區(qū)域中的多個(gè)設(shè)備之間共享。

c） 仔細(xì)選擇和放置外部組件將保持OPA681的高頻性能。電阻器應(yīng)為非常低的電抗類型。表面貼裝電阻工作最好，并允許更緊湊的整體布局。金屬膜和碳組成，軸向引線電阻也能提供良好的高頻性能。同樣，保持他們的導(dǎo)線和PC板跟蹤長(zhǎng)度盡可能短。切勿在高頻應(yīng)用中使用線繞式電阻器。由于輸出引腳和逆變輸入引腳對(duì)寄生電容最為敏感，因此始終將反饋和串聯(lián)輸出電阻器（如有）盡可能靠近輸出引腳。其他網(wǎng)絡(luò)元件，如非反向輸入端接電阻器，也應(yīng)放置在靠近封裝的地方。如果允許雙面元件安裝，將反饋電阻器直接放置在電路板另一側(cè)的封裝下方，位于輸出和反向輸入引腳之間。如前所述，頻率響應(yīng)主要由反饋電阻值決定。增加它的值將減少帶寬，而減小它將產(chǎn)生更峰值的頻率響應(yīng)。典型性能規(guī)格中使用的402Ω反饋電阻器在±5V電源上增益為+2時(shí)是一個(gè)很好的設(shè)計(jì)起點(diǎn)。注意，對(duì)于單位增益跟隨器應(yīng)用，建議使用453Ω反饋電阻器，而不是直接短路。一個(gè)電流反饋運(yùn)算放大器需要一個(gè)反饋電阻，即使在單位增益跟隨器配置，以控制穩(wěn)定性。

d） 與其他寬帶設(shè)備的連接板上可采用短的直接跡線或通過板上傳輸線。對(duì)于短連接，將跟蹤和到下一個(gè)設(shè)備的輸入視為集中電容負(fù)載。應(yīng)使用相對(duì)較寬的跡線（50至100 mils），最好在其周圍打開地面和動(dòng)力飛機(jī)。估計(jì)總電容性負(fù)載，并根據(jù)推薦的RS與電容性負(fù)載的曲線設(shè)置RS。低寄生電容性負(fù)載（<5pF）可能不需要RS，因?yàn)镺PA681名義上是補(bǔ)償?shù)模梢栽?pF寄生負(fù)載下工作。如果需要較長(zhǎng)的記錄道，并且雙端接傳輸線固有的6dB信號(hào)損耗是可接受的，則使用微帶線或帶狀線技術(shù)實(shí)現(xiàn)匹配阻抗傳輸線（請(qǐng)參閱有關(guān)微帶和帶狀線布局技術(shù)的ECL設(shè)計(jì)手冊(cè)）。50Ω的環(huán)境通常不需要在船上，事實(shí)上，更高的阻抗環(huán)境將改善失真，如失真與負(fù)載圖所示。根據(jù)電路板材料和跡線尺寸定義的特性板跡線阻抗，在目標(biāo)器件輸入端使用匹配的串聯(lián)電阻，從OPA681的輸出端進(jìn)入跟蹤。還要記住，終端阻抗將是并聯(lián)電阻和目標(biāo)設(shè)備輸入阻抗的并聯(lián)組合：這個(gè)總有效阻抗應(yīng)設(shè)置為與跟蹤阻抗匹配。OPA681的高輸出電壓和電流能力使得多個(gè)目的地設(shè)備可以作為獨(dú)立的傳輸線來處理，每一個(gè)都有自己的串聯(lián)和并聯(lián)終端。如果雙端接傳輸線的6dB衰減不可接受，則長(zhǎng)記錄道只能在源端串聯(lián)端接。在這種情況下，將軌跡視為電容性負(fù)載，并設(shè)置串聯(lián)電阻值，如RS與電容性負(fù)載的關(guān)系圖所示。這將無法保持信號(hào)完整性以及雙端接線路。如果目的設(shè)備的輸入阻抗較低，則由于串聯(lián)輸出形成的分壓器進(jìn)入終端阻抗，會(huì)有一些信號(hào)衰減。

e） 不建議將OPA681這樣的高速零件套入。插座引入的額外引線長(zhǎng)度和管腳間電容會(huì)產(chǎn)生非常麻煩的寄生網(wǎng)絡(luò)，幾乎不可能實(shí)現(xiàn)平滑、穩(wěn)定的頻率響應(yīng)。將OPA681焊接到電路板上可獲得最佳效果。如果需要DIP封裝的插座，高頻埋入式插銷（如McKenzie Technology#710C）可以產(chǎn)生良好的效果。

輸入和ESD保護(hù)

OPA681是建立在一個(gè)非常高速互補(bǔ)雙極工藝。對(duì)于這些非常小的幾何器件，內(nèi)部結(jié)擊穿電壓相對(duì)較低。這些細(xì)分反映在絕對(duì)最大評(píng)級(jí)表中。如圖13所示，所有設(shè)備引腳都有有限的ESD保護(hù)，使用內(nèi)部二極管供電。

這些二極管提供適度的保護(hù)，以輸入高于電源的過驅(qū)動(dòng)電壓。保護(hù)二極管通常可支持30mA連續(xù)電流。如果可能有更高的電流（例如，在帶有±15V電源部件驅(qū)動(dòng)至OPA681的系統(tǒng)中），應(yīng)在兩個(gè)輸入端添加限流串聯(lián)電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因?yàn)楦咧禃?huì)降低噪聲性能和頻率響應(yīng)。

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