特征

電壓范圍為14V至14V

電源電壓范圍為4.5V至14V

輸出電壓可調(diào)至0.6V

±0.8%線電壓精度和溫度（0°C~125°C）

固定頻率電壓模式控制

噸低于100ns

0%至100%占空比

外部輸入電壓基準(zhǔn)

軟啟動和抑制

大電流嵌入式驅(qū)動器

預(yù)測性抗交叉?zhèn)鲗?dǎo)控制

可編程高端和低端RDS（on）

感應(yīng)過電流保護(hù)

可選開關(guān)頻率250KHz/500千赫茲

預(yù)偏壓啟動能力

功率良好輸出

180°相位主/從同步

轉(zhuǎn)移

過壓保護(hù)

熱關(guān)機(jī)

包裝：HTSSOP16

應(yīng)用

LCD和PDP電視

高性能/高密度DC-DC模塊

低壓分布式DC-DC

niPOL轉(zhuǎn)換器

DDR存儲器電源

顯卡

摘要說明

該控制器是在BCD5（BiCMOS DMOS，版本5）制造中實現(xiàn)的集成電路為高性能降壓DC-DC和niPOL轉(zhuǎn)換器。它被設(shè)計用來驅(qū)動同步整流buck拓?fù)渲械腘溝道m(xù)osfet。這個變換器的輸出電壓可精確調(diào)節(jié)至600毫伏，最大公差為±0.8%，也可以使用0伏至2.5伏的外部基準(zhǔn)。輸入電壓范圍為1.8V至14V，而電源電壓的范圍為4.5V至14V。高峰值電流門驅(qū)動器提供快速切換到外部電源部分，以及輸出電流可以超過20A。PWM占空比可以在0%到100%之間最小接通時間（噸，分鐘）低于100納秒，可實現(xiàn)非常低的轉(zhuǎn)換高開關(guān)頻率下的占空比。該設(shè)備提供電壓模式控制，包括可選頻率振蕩器（250KHz或500KHz）。誤差放大器具有10MHz的增益帶寬乘積和5V/μs的轉(zhuǎn)換率，允許實現(xiàn)高帶寬的快速瞬態(tài)響應(yīng)。設(shè)備監(jiān)控電流通過使用高側(cè)和低側(cè)MOSFET的RDS（ON），消除了對電流感應(yīng)電阻，并保證在所有應(yīng)用條件。必要時，兩個不同的限流保護(hù)可以是外部的通過兩個外部電阻器設(shè)置。在軟啟動階段，在軟啟動后，提供恒流保護(hù)過流時裝置進(jìn)入卡阻模式。在軟啟動期間，sink模式該功能被禁用，以便在預(yù)偏壓輸出電壓下也能正常啟動條件。軟啟動后，設(shè)備可以吸收電流。其他功能都很好，主從同步（180°相移），過壓保護(hù)，反饋斷開和熱關(guān)機(jī)。HTSSOP16包允許實現(xiàn)緊湊型DC/DC轉(zhuǎn)換器。

電氣特性

VCC=12V，TA=25°C，除非另有規(guī)定。

設(shè)備說明

振蕩器

通過設(shè)置合適的開關(guān)頻率，開關(guān)頻率可以固定為兩個值：250KHz或500KHzEAREF引腳處的電壓（見表3。引腳功能和第4.3節(jié)內(nèi)部和外部參考）。

內(nèi)部LDO

內(nèi)部LDO為設(shè)備的內(nèi)部電路供電。這個階段的輸入是VCC引腳和輸出（5V）是VCCDR引腳（圖3）。

LDO可以旁路，直接向VCCDR提供5V電壓。在這種情況下，VCC和VCCDR引腳必須短接在一起，如圖4所示。VCCDR引腳必須用at過濾在自舉電容器充電期間，至少1μF電容器可維持內(nèi)部LDO。VCCDR還代表PGOOD引腳的參考電壓（見表3）。引腳功能）。

繞過LDO以避免低Vcc下的電壓降

如果VCC≈5V，則內(nèi)部LDO工作在壓降狀態(tài)，輸出電阻約為1Ω。這個最大LDO輸出電流約為100mA，因此輸出電壓降為100mV避免這種情況，可以繞過LDO。

內(nèi)部和外部參考

可以通過設(shè)置EAREF引腳電壓正常。外部參照的最大值取決于

VCC：當(dāng)VCC=4V時，夾鉗的工作電壓約為2V（典型值），而VCC大于5V時最大外部參考電壓為2.5V（典型值）。

從VCCDR的0%到80%的VEAREF->外部參考/Fsw=250KHz

從VCCDR的80%到95%的VEAREF->VREF=0.6V/Fsw=500KHz

從VCCDR的95%到100%的VEAREF->VREF=0.6V/Fsw=250KHz

提供從0V到450mV的外部參考電壓，輸出電壓將被調(diào)節(jié)，但是必須考慮一些限制：

最小OVP閾值設(shè)置為300mV

欠壓保護(hù)不起作用

PGOOD信號保持低

要設(shè)置電阻分壓器，必須考慮將100K下拉電阻器集成到裝置（見圖5）。最后，必須考慮到EAREF處的電壓當(dāng)VCC約為4V時，設(shè)備在啟動時捕獲管腳。

軟啟動

當(dāng)VCC和VIN均高于其開啟閾值時（VIN由OCH引腳監(jiān)控）啟動階段開始。否則SS引腳內(nèi)部對地短路。啟動時，a斜坡是通過內(nèi)部電流發(fā)生器給外部電容器CSS充電而產(chǎn)生的。這個該電流的初始值為35μA，對電容器充電至0.5V。之后10μA，直到最終充電值約為4V（見圖6）。錯誤的輸出放大器用這個電壓（VSS）夾緊，直到達(dá)到編程值。禁止切換如果VSS低于0.5V并且兩個mosfet都關(guān)閉，則可以觀察到活動。當(dāng)VSS為在0.1V和1.5V之間的場效應(yīng)管是低信號所以占空比為0%。當(dāng)VSS達(dá)到1.1V時（即振蕩器三角波下限）即使高邊MOSFET開始開關(guān)和輸出電壓開始增加。L6732只能在軟啟動階段提供電流為了管理預(yù)偏壓啟動應(yīng)用程序。這意味著當(dāng)啟動發(fā)生時當(dāng)電壓大于0.5V時，Vss輸出電壓大于0.5V1.1V低側(cè)MOSFET保持關(guān)閉（見圖7和圖8）。

L6732可以在軟啟動階段后吸收或源電流（見圖9）。如果結(jié)束在軟啟動階段檢測到電流，設(shè)備提供恒流保護(hù)。這樣，在軟啟動時間短和/或電感值小和/或高的情況下輸出電容值等，在軟啟動過程中出現(xiàn)高紋波電流時，變頻器可在任何情況下啟動，限制電流（見第4.6節(jié)監(jiān)控和保護(hù)），但不能進(jìn)入打嗝模式。

在正常操作期間，如果在兩個電源中的一個上檢測到任何欠電壓，則SS引腳內(nèi)部對地短路，因此SS電容器迅速放電。

司機(jī)室

高側(cè)和低側(cè)驅(qū)動器允許使用不同類型的功率mosfet（也有多個MOSFET以減少RDSON），保持快速開關(guān)轉(zhuǎn)換。低端驅(qū)動程序是由VCCDR提供，而高端驅(qū)動器由引導(dǎo)引腳提供。預(yù)測死亡時間控制避免了MOSFET的交叉?zhèn)鲗?dǎo)，保持了很短的死區(qū)時間20納秒的射程。控制裝置監(jiān)控相節(jié)點，以便感應(yīng)低側(cè)車斗二極管再循環(huán)。如果相節(jié)點電壓低于某個閾值（-350mV典型值）在死區(qū)時間內(nèi)，它將在下一個PWM周期中減小。預(yù)測死區(qū)控制當(dāng)高側(cè)體二極管導(dǎo)通時不工作，因為相節(jié)點不走沒有。這種情況發(fā)生時，轉(zhuǎn)換器正在下沉電流，例如，在這種情況下在這種情況下，自適應(yīng)死區(qū)控制工作。

監(jiān)測和保護(hù)

輸出電壓通過引腳FB進(jìn)行監(jiān)控。如果不在編程值，功率良好（PGOOD）輸出強(qiáng)制為低。該裝置提供過電壓保護(hù)：當(dāng)FB引腳上感應(yīng)到的電壓達(dá)到值比參考值大20%（典型值），只要檢測到電壓（見圖10）。

必須考慮到在輸出端子和FB引腳，因此引腳上的電壓不是輸出電壓的完美復(fù)制品。然而，由于轉(zhuǎn)換器可以吸收電流，在大多數(shù)情況下低側(cè)會在輸出電壓超過過電壓閾值之前導(dǎo)通，因為錯誤放大器會提前失去平衡。即使設(shè)備沒有報告過電壓行為是一樣的，因為低側(cè)是立即打開的。下圖顯示過電壓事件期間的設(shè)備行為。輸出電壓呈斜率上升以這種方式模擬高壓MOSFET的斷開作為過電壓因為。

該裝置實現(xiàn)了過流保護(hù)（OCP）在高壓側(cè)同時檢測電流可以設(shè)置MOSFET（s）和低端MOSFET（s）和so 2電流限制閾值（參見表3中的OCH引腳和OCL引腳。引腳功能）：

峰值電流限制

谷電流限制

峰值電流保護(hù)在高側(cè)MOSFET（s）開啟時，在掩蔽時間約為100ns。低側(cè)時，谷電流保護(hù)啟用MOSFET（s）在掩蔽時間約400ns后開啟。如果，當(dāng)軟啟動階段完成后，在接通時間（峰值電流保護(hù)）或斷開時間（谷電流保護(hù)）裝置進(jìn)入HICCUP模式：高壓側(cè)和低側(cè)MOSFET關(guān)閉，軟啟動電容器以恒定值放電電流為10μA，當(dāng)SS引腳處的電壓達(dá)到0.5V時，軟啟動階段重新啟動。在軟啟動階段，OCP提供恒流保護(hù)。如果在噸期間OCH比較器觸發(fā)過電流高側(cè)MOSFET（s）立即轉(zhuǎn)動關(guān)閉（在屏蔽時間和內(nèi)部延遲之后）并在下一個pwm周期返回on。這個這種保護(hù)的局限性是不能小于屏蔽時間加上傳播延遲因為在屏蔽時間內(nèi)，峰值電流保護(hù)被禁用。如果非常困難短路，即使有這么短的噸，電流也會上升。谷電流保護(hù)在這種情況下限制電流非常有用。如果在關(guān)閉時間內(nèi)OCL比較器觸發(fā)過電流，高側(cè)MOSFET在電流超過谷電流限制之前不會打開。這意味著，如果有必要，一些高邊MOSFET的脈沖將跳過，根據(jù)以下公式保證最大電流：

在恒流保護(hù)中，電流控制回路限制誤差放大器的輸出值（comp），以避免其飽和，從而在輸出返回時更快地恢復(fù)法規(guī)。圖12。顯示設(shè)備在過電流條件下的行為在軟啟動階段也會持續(xù)。

熱關(guān)斷

當(dāng)結(jié)溫達(dá)到150℃±10℃時，裝置進(jìn)入熱關(guān)機(jī)狀態(tài)。兩個MOSFET都被關(guān)閉，軟啟動電容器通過內(nèi)部開關(guān)。直到結(jié)溫下降到120°C，并且任何情況下，直到軟啟動引腳的電壓達(dá)到500毫伏。

同步

同一電路板上存在多個轉(zhuǎn)換器會產(chǎn)生拍頻噪聲。到避免這種情況，重要的是使它們在相同的開關(guān)頻率下工作。此外，a不同模塊之間的相移有助于使公共輸入上的均方根電流最小化電容器。圖13和圖14顯示了兩個模塊同步的結(jié)果。二或者更多的設(shè)備可以通過連接同步管腳來同步。設(shè)備開關(guān)頻率越高，主開關(guān)頻率越高，主開關(guān)頻率越高，主開關(guān)頻率越高，開關(guān)頻率越高，主開關(guān)頻率越高，主開關(guān)頻率越高。這個從控制器將增加開關(guān)頻率，按比例減小斜坡幅度從而提高調(diào)制器的增益。

為了避免調(diào)制器增益的巨大變化，最好的方法是同步兩個或多個器件的作用是使它們在相同的開關(guān)頻率下工作，并且，在任何情況下，開關(guān)頻率都是相同的頻率最大可為最低頻率的50%。如果，同步期間在兩個（或多個）L6732之間，提前知道哪個是主人很重要，這是及時的設(shè)置開關(guān)頻率至少比從機(jī)高15%。使用外部時鐘信號（fEXT）同步一個或多個以不同開關(guān)頻率工作的設(shè)備（fSW）建議遵循以下公式：

主從相移約為180°。

最小接通時間（噸，分）

該設(shè)備可以管理小于100ns的最小接通時間。這個功能來自從L6732的特殊過流保護(hù)系統(tǒng)的控制拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)出發(fā)。事實上，在電壓模式控制器中，不需要感應(yīng)電流來執(zhí)行調(diào)節(jié)，并且在L6732的情況下，既不適用于過流保護(hù)，又考慮到在斷電期間谷電流保護(hù)可在任何情況下運(yùn)行。與此功能相關(guān)的第一個優(yōu)勢是實現(xiàn)極低轉(zhuǎn)化率的可能性。圖15顯示了從500KHz時為14V至0.3V，噸約為50ns。

導(dǎo)通時間受mosfet開關(guān)時間的限制。

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