特征

•單位增益穩(wěn)定帶寬：1.5GHz

•2V/V帶寬的高增益：690MHz

•低電源電流：5.8mA

•高轉(zhuǎn)換率：1700V/μs

•高全功率帶寬：675MHz

•低差分增益/相：0.03%/0.015°

•無鉛綠色SOT23-5包裝

應(yīng)用

•寬帶視頻線路驅(qū)動器

•矩陣開關(guān)緩沖器

•差分接收機

•ADC驅(qū)動器

•改進了OPA658的替代品

說明

OPA694是一款超寬帶、低功耗、電流反饋運算放大器，具有高轉(zhuǎn)換率和低差分增益/相位誤差。改進的輸出級提供±80mA輸出驅(qū)動，輸出電壓余量<1.5V。>500MHz帶寬的低電源電流滿足高密度視頻路由器的要求。作為一個目前的反饋設(shè)計，OPA694在增益為10的情況下可以保持很高的增益，OPA694仍然可以提供200MHz的帶寬。

射頻應(yīng)用可以使用OPA694作為低功耗聲表面波前置放大器。與許多典型的射頻放大器相比，通過70MHz以更低的靜態(tài)功率提供極高的三階截獲。

OPA694在SO-8和SOT23-5封裝中都有工業(yè)標準的引腳。

典型特性：VS=±5V

RF=402Ω，RL=100Ω，G=+2V/V時，除非另有說明。

申請信息

寬帶電流反饋操作

OPA694為寬帶、低功耗、電流反饋運算放大器提供了卓越的交流性能。只需要5.8mA的靜態(tài)電流，OPA694提供了一個690MHz的帶寬，增益為+2，以及1700V/ms的轉(zhuǎn)換速率。改進的輸出級提供±80mA的輸出驅(qū)動，以及<1.5V的輸出電壓余量。這種低功耗和高帶寬的結(jié)合有利于高分辨率視頻應(yīng)用。

圖31顯示了用作基本特性曲線的直流耦合+2增益雙電源電路配置。出于測試目的，輸入阻抗設(shè)置為50Ω，電阻接地，輸出阻抗設(shè)置為50Ω，串聯(lián)輸出電阻設(shè)置為50Ω。電氣特性中報告的電壓波動直接在輸入和輸出引腳處測量，而負載功率（dBm）在匹配的50Ω負載下定義。對于圖31的電路，總有效負載為100Ω| | 804Ω=89Ω。圖31中包含一個可選組件。除了通常的電源對地去耦電容器外，兩個電源引腳之間還包括一個0.1mF電容器。在實際印刷電路板（PCB）布局中，這種可選的附加電容器通常會將2次諧波失真性能提高3分貝至6分貝。

圖32顯示了作為反轉(zhuǎn)典型特性曲線基礎(chǔ)的−2V/V直流耦合雙電源電路。反轉(zhuǎn)操作提供了幾個性能優(yōu)勢。由于輸入級上沒有共模信號，逆變操作的轉(zhuǎn)換率更高，失真性能略有改善。圖32中包括一個額外的輸入電阻RT，用于將輸入阻抗設(shè)置為50Ω。RT和RG的并聯(lián)組合設(shè)置輸入阻抗。圖31和圖32中的非可逆和逆變應(yīng)用都將受益于帶寬反饋電阻（RF）值的優(yōu)化（參見設(shè)置電阻值以優(yōu)化帶寬部分中的討論）。典型的設(shè)計順序是為最佳帶寬選擇射頻值，為增益設(shè)置RG，然后為所需的輸入阻抗設(shè)置RT。當反向配置的增益增加時，將達到RG等于50Ω的點，此時移除RT，僅由RG設(shè)置輸入匹配。當RG被固定以實現(xiàn)輸入匹配到50Ω時，RF被簡單地增加，以增加增益。然而，這將迅速減少可實現(xiàn)的帶寬，如典型特征曲線中-10頻率響應(yīng)的反轉(zhuǎn)增益所示。對于增益>10V/V（匹配負載下為14dB），建議不反轉(zhuǎn)操作以保持更寬的帶寬。

ADC驅(qū)動器

大多數(shù)現(xiàn)代的高性能模數(shù)轉(zhuǎn)換器（adc）都需要低噪聲、低失真的驅(qū)動器。OPA694結(jié)合了低電壓噪聲（2.1nV/√Hz）和低諧波失真。關(guān)于寬帶、交流耦合、12位ADC驅(qū)動器的示例，請參見圖33。

圖33的電路中使用了兩個opa694來構(gòu)成一個12位ADC的差分驅(qū)動器。兩個OPA694s提供>250MHz的帶寬，差分增益為5V/V，輸出擺幅為2VPP。采用二階RLC濾波器來限制放大器的噪聲，并對高頻諧波失真提供一定的衰減。

寬帶逆變和放大器

由于電流反饋運算放大器的信號帶寬可以獨立于噪聲增益（NG，其通常與非反轉(zhuǎn)信號增益相同）來控制，因此可以使用OPA694實現(xiàn)寬帶逆變和級。圖34中的電路顯示了一個反向求和放大器的例子，其中電阻值已經(jīng)調(diào)整以保持最大帶寬和輸入阻抗匹配。如果假設(shè)每個射頻信號由50Ω源驅(qū)動，則該電路的NG為[1+100Ω/（100Ω/5）]=6。總反饋阻抗（從VO到反向誤差電流）是RF+（RI•NG）的和，其中RI阻抗是指從求和結(jié)看逆變輸入的阻抗（參見“設(shè)置電阻值以優(yōu)化性能”一節(jié)）。使用100Ω反饋（從每個輸入到輸出引腳獲得-2的信號增益）需要與逆變輸入串聯(lián)額外的30Ω，以增加反饋阻抗。將此電阻加到典型的內(nèi)部RI=30Ω時，總反饋阻抗為100Ω+（60Ω•6）=460Ω，這等于NG=6時獲得最大帶寬平坦頻率響應(yīng)所需的值。

聲表面波濾波器緩沖器

中頻帶的一個常見要求是用足夠的增益緩沖混頻器的輸出，以恢復(fù)窄帶SAW濾波器的插入損耗。圖35顯示了驅(qū)動鋸的一種可能的配置過濾器典型特性曲線顯示了雙音三階互調(diào)截距圖（圖14）。該電路在電壓增益為–8V/V的逆變模式下工作，使用增益設(shè)置電阻器提供50Ω的輸入匹配，具有針對最大帶寬（在本例中為250MHz）優(yōu)化的反饋，并通過50Ω的輸出電阻在SAW濾波器的輸入端進入匹配網(wǎng)絡(luò)。如果聲表面波濾波器的插入損耗為12dB，則在聲表面波（SAW）濾波器的通帶中，將向50Ω負載（可能是下一個中頻放大器或混頻器的輸入阻抗）提供0dB的凈增益。在這個應(yīng)用中使用OPA694將隔離第一混頻器與SAW濾波器的阻抗，并在SAW濾波器帶寬中提供非常低的雙音、三階雜散電平。

改進平坦度的寬帶單位增益緩沖器

圖31的單位增益緩沖器配置顯示頻率響應(yīng)的峰值超過2dB。在這個輕微的脈沖響應(yīng)曲線中，有一個明顯的+1V脈沖響應(yīng)。圖36顯示了一個類似的電路，該電路具有更平坦的頻率響應(yīng)，從而提高了脈沖保真度。

該電路通過自舉消除RG上的任何寄生效應(yīng)來消除峰值。由于RG的視在阻抗非常高，因此輸入阻抗仍由RM設(shè)定。RM可能增加以顯示更高的輸入阻抗，但較大的值將開始影響直流輸出偏移電壓。該電路產(chǎn)生一個額外的輸入偏置電壓，作為兩個輸入偏置電流的差乘以VI處對地阻抗。圖37顯示了單位增益小信號頻率響應(yīng)的比較圖31的緩沖區(qū)與圖36所示的改進方法相比。任何一種方法都提供了一個低功耗的單位增益緩沖器，帶寬大于1.56GHz。

設(shè)計工具

演示固定裝置

兩塊印刷電路板（PCB）可用于輔助使用OPA694在其兩個封裝選項中對電路性能進行初步評估。這兩種產(chǎn)品都是免費提供的未填充多氯聯(lián)苯，并附有用戶指南。這些固定裝置的匯總信息如表1所示。

可在德克薩斯儀器公司網(wǎng)站上索取演示裝置通過OPA694產(chǎn)品文件夾。

宏模型和應(yīng)用程序支持

在分析模擬電路和系統(tǒng)的性能時，使用SPICE對電路性能進行計算機模擬是非常有用的。這對于視頻和射頻放大器電路尤其如此，因為寄生電容和電感會對電路性能產(chǎn)生重大影響。OPA694的SPICE模型可以通過TI網(wǎng)站獲得(www.ti.com網(wǎng)站). 這些模型可以很好地預(yù)測各種運行條件下的小信號交流和瞬態(tài)性能。它們在預(yù)測諧波失真或dG/df特性方面做得不好。這些型號并沒有試圖在其小信號交流性能方面區(qū)分封裝類型。

操作建議

設(shè)置電阻值以優(yōu)化帶寬

像OPA694這樣的電流反饋運算放大器可以通過適當調(diào)整外部電阻值來保持幾乎恒定的信號增益帶寬。這在典型的特性曲線中顯示；小信號帶寬僅隨增益的增加而略有下降。這些曲線還表明，反饋電阻已經(jīng)改變了每個增益設(shè)置。電流反饋運算放大器電路逆變側(cè)的電阻值可以被視為頻率響應(yīng)補償元件，而它們的比值則設(shè)置信號增益。圖38顯示了OPA694的小信號頻率響應(yīng)分析電路。

這種電流反饋運放模型的關(guān)鍵元素是：

a→從非反轉(zhuǎn)輸入到反轉(zhuǎn)輸入的緩沖增益

RI→緩沖器輸出阻抗

iERR→反饋錯誤電流信號

Z（s）→頻率相關(guān)，從iERR到VO的開環(huán)跨阻增益

緩沖器增益通常非常接近1.00，并且通常從信號增益考慮中被忽略。但是，它將為單個運放差分放大器配置設(shè)置CMRR。

對于緩沖區(qū)增益a<1.0，CMRR=–20×log（1–a）dB。

緩沖區(qū)輸出阻抗RI是帶寬控制方程的一個關(guān)鍵部分。OPA694的RI通常約為30Ω。

電流反饋運算放大器感測逆變節(jié)點中的誤差電流（與電壓反饋運算放大器的差分輸入誤差電壓相反），并通過內(nèi)部頻率相關(guān)的跨阻增益將其傳遞到輸出端。典型特性表明這種開環(huán)跨阻響應(yīng)。這類似于電壓反饋運放的開環(huán)電壓增益曲線。發(fā)展圖38電路的傳遞函數(shù)得出方程式1：

式中：

這是以環(huán)路增益分析格式編寫的，其中由非有限開環(huán)增益引起的誤差以分母表示。如果Z（s）在所有頻率上都是無窮大的，方程1的分母將減小為1，分子中顯示的理想期望信號增益將得到。方程式1分母中的分數(shù)決定了頻率響應(yīng)。方程2顯示為回路增益方程：

如果在開環(huán)跨阻圖的頂部繪制20×log（RF+NG×RI），兩者之間的差值就是給定頻率下的環(huán)路增益。最終，Z（s）會滾動到等于方程2的分母，此時循環(huán)增益減小為1（曲線相交）。等式1給出的放大器閉環(huán)頻率響應(yīng)開始衰減，與電壓反饋運算放大器的噪聲增益等于開環(huán)電壓增益的頻率完全相似。這里的區(qū)別在于，等式2分母中的總阻抗可以與期望的信號增益（或NG）稍微分開控制。

OPA694經(jīng)過內(nèi)部補償，在±5V電源的NG=2時，RF=402Ω的最大平坦頻率響應(yīng)。計算方程式2的分母（即反饋跨導(dǎo)）得出462Ω的最佳目標。隨著信號增益的變化，NG×RI項在反饋互阻抗中的貢獻也會發(fā)生變化，但通過調(diào)整RF可以使其保持不變。方程3給出了最佳射頻過信號增益的近似方程：

隨著期望信號增益的增加，這個方程最終將預(yù)測一個負的射頻。RG值也可以在一定程度上保持20Ω的主觀限制。較低的值將在輸入級和輸出級加載緩沖級，如果RF太低，實際上會降低帶寬。圖39顯示了±5V操作的推薦RF與NG。此處顯示的RF與gain的值大約等于用于生成典型值的值特點。它們的不同之處在于，在典型特性中使用的優(yōu)化值也對簡化分析中未考慮的板寄生進行了校正，從而得出方程2。在39中給出了一個良好的設(shè)計起點。

進入逆變輸入的總阻抗可用于調(diào)整閉環(huán)信號帶寬。在逆變輸入和求和結(jié)之間插入一個串聯(lián)電阻將增加反饋阻抗（方程式1的分母），從而降低帶寬。這種帶寬控制方法用于首頁的逆變求和電路。OPA694的內(nèi)部緩沖器輸出阻抗受源阻抗的影響很小，而源阻抗是從非反轉(zhuǎn)輸入端子向外看的。高源電阻會增加RI，降低帶寬。

輸出電流和電壓

OPA694提供的輸出電壓和電流能力通常是在寬帶放大器中沒有的。在+25°C的空載條件下，輸出電壓相對于任一供電軌的擺動通常小于1.2V；+25°C的擺動限制在任一供電軌的1.2V范圍內(nèi)。在15Ω負載（最小測試負載）中，測試其輸出電流大于±60mA。

上述規(guī)范雖然在行業(yè)中很熟悉，但分別考慮了電壓和電流限制。在許多應(yīng)用中，它是（電壓×電流）或V-I乘積，它與電路運行更為相關(guān)。參考典型特性中的輸出電壓和電流限制圖（圖21）。此圖的X軸和Y軸分別顯示零電壓輸出電流限制和零電流輸出電壓限制。四個象限給出了OPA694輸出驅(qū)動能力的更詳細的視圖，注意到該圖以1W最大內(nèi)部功耗的安全操作區(qū)域為界。將電阻負載線疊加到圖上表明，OPA694可以驅(qū)動±2.5V到25Ω或±3.5V到50Ω，而不超過輸出能力或1W耗散極限。100Ω負載線（標準測試電路負載）顯示完整的±3.4V輸出擺動能力，如電氣特性所示。

最小規(guī)定的輸出電壓和電流過溫是通過最壞情況模擬在極端低溫下設(shè)定的。只有在冷啟動時，輸出電流和電壓才會降低到電氣特性表中所示的數(shù)值。當輸出晶體管提供功率時，結(jié)溫將升高，降低VBE（增加可用輸出電壓擺幅）和增加電流增益（增加可用輸出電流）。在穩(wěn)態(tài)運行中，由于輸出級結(jié)溫將高于規(guī)定的最低工作環(huán)境溫度，因此可用輸出電壓和電流將始終大于超溫規(guī)范中所示的值。

驅(qū)動電容性負載

對運算放大器來說，最苛刻也是最常見的負載條件之一是電容性裝載。經(jīng)常，電容性負載是ADC的輸入，包括可推薦用于改善ADC線性度的附加外部電容。像OPA694這樣的高速、高開環(huán)增益放大器，當電容性負載直接施加在輸出端時，很容易出現(xiàn)穩(wěn)定性下降和閉環(huán)響應(yīng)峰值別針。什么時候考慮放大器開環(huán)輸出電阻，這種電容性負載在信號通路中引入了一個額外的極點，可以減小相位裕度。有人提出了解決這個問題的幾種外部解決辦法。當主要考慮的是頻率響應(yīng)平坦度、脈沖響應(yīng)保真度和/或失真度時，最簡單和最有效的解決方案是通過在放大器輸出和電容性負載之間插入一個串聯(lián)的隔離電阻，將電容性負載與反饋環(huán)隔離開。這并沒有從環(huán)路響應(yīng)中消除極點，而是將其移位，并在更高頻率下添加零。附加零位的作用是消除電容性負載極的相位滯后，從而增加相位裕度，提高穩(wěn)定性。

典型特性顯示了推薦的RS與電容性負載（圖15）以及負載下產(chǎn)生的頻率響應(yīng)。大于2pF的寄生電容性負載會開始降低OPA694的性能。長的PCB軌跡、不匹配的電纜以及與多個設(shè)備的連接很容易導(dǎo)致超過該值。務(wù)必仔細考慮這種影響，并將推薦的串聯(lián)電阻器盡可能靠近OPA694輸出引腳（參見電路板布局指導(dǎo)方針第節(jié)）。

失真性能

在694Ω的負載下，提供良好的失真度。一般來說，在基波信號達到非常高的頻率或功率水平之前，二次諧波將主導(dǎo)失真，而三次諧波分量可以忽略不計。然后聚焦于二次諧波，增加負載阻抗直接改善失真。請記住，在圖31中，RF+是反向配置中的總負載。此外，在電源引腳之間提供一個額外的電源去耦電容器（0.1mF）（用于雙極操作）可以稍微改善二階失真（3dB到6dB）。

在大多數(shù)運算放大器中，增加輸出電壓擺幅會直接增加諧波失真。典型的特征是二次諧波的增長率略低于預(yù)期的2倍速率，而第三次諧波的增長率略低于預(yù)期的3倍速率。當測試功率加倍時，第二次諧波的增加量小于預(yù)期的6dB，而第三次諧波的增加量小于預(yù)期的12dB。這也顯示在雙音調(diào)，三階互調(diào)雜散（IM3）響應(yīng)曲線。三階雜散電平在低輸出功率電平下極低。即使在基本功率達到非常高的水平時，輸出級仍將其保持在較低水平。典型特性表明，雜散互調(diào)功率并沒有像傳統(tǒng)截獲模型預(yù)測的那樣增加。隨著基本功率水平的增加，動態(tài)范圍并沒有明顯減小。

噪聲性能

寬帶電流反饋運算放大器通常比電壓反饋運算放大器有更高的輸出噪聲。OPA694在電壓和電流噪聲項之間提供了一個極好的平衡，以實現(xiàn)低輸出噪聲。逆變電流噪聲（24pA/√Hz）明顯低于以前的解決方案，而輸入電壓噪聲（2.1nV/√Hz）低于大多數(shù)單位增益穩(wěn)定、寬帶、電壓反饋運算放大器。這種低輸入電壓噪聲是以較高的非轉(zhuǎn)換輸入電流噪聲（22pA/√Hz）為代價實現(xiàn)的。只要從非交換節(jié)點向外看的交流源阻抗小于100Ω，該電流噪聲對總輸出噪聲的貢獻就不大。運算放大器的輸入電壓噪聲和兩個輸入電流噪聲項結(jié)合在一起，可在各種工作條件下提供低輸出噪聲。圖40顯示了包含所有噪聲項的運算放大器噪聲分析模型。在這個模型中，所有的噪聲項都被認為是噪聲電壓或電流密度項，單位為nV/√Hz或pA/√Hz。

總輸出斑點噪聲電壓可以計算為所有平方輸出噪聲電壓貢獻者和的平方根。方程4顯示了輸出噪聲電壓的一般形式，如圖40所示。

將該表達式除以噪聲增益[NG=（1+RF/RG）]將得到非反轉(zhuǎn)輸入處的等效輸入?yún)⒖键c噪聲電壓，如等式5所示。

評估OPA694電路和元件值的這兩個方程（見圖31給出了11.2nV/√Hz的總輸出點噪聲電壓和5.6nV/√Hz的總等效輸入點噪聲電壓。該總輸入?yún)⒖键c噪聲電壓高于僅運算放大器電壓噪聲的2.1nV/√Hz規(guī)格。這反映了由反向電流噪聲乘以反饋電阻而增加到輸出的噪聲。如果反饋電阻在高增益配置中減小（如前所述），則公式5給出的總輸入?yún)⒖茧妷涸肼晫⒔咏\算放大器本身的2.1nV/√Hz。例如，使用RF=178Ω使增益達到+10，則總輸入?yún)⒖荚肼暈?.36nV/√Hz。)

直流精度和偏移控制

像OPA694這樣的電流反饋運算放大器在高增益下提供了卓越的帶寬，提供了快速的脈沖穩(wěn)定，但只有中等的直流精度。電特性顯示輸入偏置電壓可與高速電壓反饋放大器相媲美。然而，兩個輸入偏置電流有點高，是不匹配的。雖然偏置電流抵消技術(shù)對大多數(shù)電壓反饋運算放大器非常有效，但它們通常不會降低寬帶電流反饋運算放大器的輸出直流偏移。由于兩個輸入偏置電流的大小和極性都是不相關(guān)的，匹配每個輸入端的源阻抗以減少它們對輸出端的誤差貢獻是無效的。使用最壞情況+25°C輸入偏移電壓和兩個輸入偏置電流評估圖31的配置，得出最壞情況下的輸出偏移范圍等于：

式中，NG=非轉(zhuǎn)換信號增益

有時需要微調(diào)輸出偏移零點或直流工作點調(diào)整。在運算放大器電路中引入直流偏移控制有很多種技術(shù)。大多數(shù)簡單的調(diào)整技術(shù)都不能校正溫度漂移。可以將較低速度、精度的運算放大器與OPA694結(jié)合起來，以獲得精度運算放大器的直流精度以及OPA694的信號帶寬。圖41顯示了一個不可逆的G=+10電路，該電路在超過150MHz信號帶寬的溫度下保持輸出偏移電壓小于±7.5mV。

這種直流耦合電路使用OPA694提供非常高的信號帶寬。在較低頻率下，輸出電壓通過信號增益衰減，并與OPA237輸入處的原始輸入電壓進行比較（這是一種低成本、精確的電壓反饋運算放大器，具有1.5MHz的增益帶寬乘積）。如果這兩個不一致（由于OPA694引入的直流偏移），OPA237通過2.86kΩ反向求和路徑求和校正電流。一些設(shè)計考慮將允許該電路優(yōu)化。首先，對OPA237非轉(zhuǎn)換輸入的反饋必須與高速信號增益精確匹配。將2kΩ電阻接地的可調(diào)電阻將允許低頻和高頻增益精確匹配。其次，OPA237將控制權(quán)傳遞給OPA694的交叉頻率區(qū)域必須具有異常的相位線性。這兩個問題歸結(jié)為在整個傳遞函數(shù)中設(shè)計極點/零對消。對于圖41中的電路，使用2.86kΩ電阻器名義上將滿足此要求。完全取消過程和溫度是不可能的。然而，這種初始電阻設(shè)置和精確的增益匹配將最大限度地減少長期脈沖沉降尾。

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