輸出電容器

由于微處理器在進行負載瞬變時要求電流變化超過50A，并且輸出電容器是電源快速響應的基本元件。由于負載瞬態(tài)響應更快，雙相拓撲減少了所需的輸出電容量（負載連接處的開關(guān)頻率加倍）。180°相移引起的電流紋波消除在兩個相位之間也降低了對輸出ESR的要求，以維持指定的電壓紋波。當負載瞬變作用于轉(zhuǎn)換器的輸出時，在最初的幾微秒內(nèi)，負載的電流由輸出電容器提供。控制器立即識別負載瞬態(tài)并增加負載周期，但電流斜率受電感值的限制。由于電容器內(nèi)部的電流變化（忽略ESL）：∆VOUT=∆IOUT·ESR

在負載瞬態(tài)期間，需要一個最小的電容值來維持電流而不放電。這個輸出電容器放電引起的電壓降可通過以下公式得出：

其中，DMAX是最大占空比值。ESR越低，負載時的輸出降越低瞬態(tài)和較低的是輸出電壓的靜態(tài)紋波。

電感器設(shè)計

電感值由瞬態(tài)響應時間、效率和成本之間的折衷來定義還有尺寸。必須計算電感器以維持輸出，并維持輸入電壓變化紋波電流∆IL在最大輸出電流的20%和30%之間。電感值可通過以下關(guān)系式計算：

其中fSW是開關(guān)頻率，VIN是輸入電壓，VOUT是輸出電壓。增加電感值會降低紋波電流，但同時也會降低轉(zhuǎn)換器負載瞬態(tài)響應時間。響應時間是電感器改變電流所需的時間從初始值到最終值。由于電感器尚未完成充電時間，輸出電流由輸出電容器。最小化響應時間可以最小化所需的輸出電容。負載瞬態(tài)的響應時間因負載的應用或移除而不同：如果在負載施加期間，電感器被等于輸入和輸出之間差的電壓充電電壓，在拆卸過程中，它只由輸出電壓放電。以下表達式給出了補償網(wǎng)絡響應足夠快的情況下∆I負載瞬態(tài)的近似響應時間：

最壞的情況取決于可用的輸入電壓和選定的輸出電壓。不管怎樣，最壞的case是負載移除后的響應時間，最小輸出電壓已編程，最大輸入電壓可用。

主控制回路

控制回路由均流控制回路和平均電流模式控制回路組成。每個回路在適當增益的情況下，對PWM進行校正，以將其調(diào)節(jié)誤差降至最低：均流控制回路均衡電感電流，平均電流模式控制環(huán)路固定輸出電壓等于VID編程的參考電壓。圖13報告了主控制回路。

均流（CS）控制回路

有源均流是利用變壓器電導差分放大器的信息來實現(xiàn)的平均電流模式控制方案。內(nèi)置一個等于讀取電流平均值（IAVG）的電流基準；讀取電流和該基準之間的誤差被轉(zhuǎn)換成具有適當增益的電壓用于調(diào)整占空比，其主導值由補償引腳處的誤差放大器設(shè)定（見圖14）。均流控制是一個高帶寬的控制回路，即使在負載瞬變期間也允許均流。均流誤差受外部元件選擇的影響；選用精密Rg電阻（±1%為必要的）感應電流。均流誤差內(nèi)部受變壓器電壓偏移的控制電導差分放大器；考慮到通過感測電阻的電壓偏移等于2毫伏，電流讀數(shù)誤差由下式給出：

式中∆IREAD是單相電流和理想電流之間的差（IMAX/2）。對于RSENSE=4mΩ和IMAX=40A，均流誤差等于2.5%，忽略由Rg和Rsense不匹配。

ACM控制回路增益設(shè)計為獲得高直流增益，以最大限度地減少靜態(tài)誤差并跨越0dB軸當斜率為-20dB/dec，期望的交叉頻率為ωT。忽略ZF（s）的影響，則傳遞函數(shù)有一個零極點和兩個極點。一旦設(shè)計了輸出濾波器，兩個極點都是固定的零由ESR和下垂電阻確定。為了獲得所需的形狀，ZF（s）實現(xiàn)考慮了RF-CF系列網(wǎng)絡。零度然后引入ωF=1/RFCF和積分器。這種積分器在放置時最大限度地減少了靜態(tài)誤差與L-C共振相對應的零點是-20dB/dec的簡單增益形狀（見圖15） 一。事實上，考慮到輸出濾波器的通常值，LC諧振的結(jié)果是在較低的頻率比上面報道的要多零。補償網(wǎng)絡可以簡單地設(shè)計成ωZ=ωLC并施加期望的交叉頻率ωT：

布局指南

由于設(shè)備管理控制功能和大電流驅(qū)動器，布局是最重要的事情之一在設(shè)計這種大電流應用時要考慮。一個好的布局方案可以降低功率路徑上的功耗，減小半徑，信號和電源地之間的適當連接可以優(yōu)化控制性能循環(huán)。集成電源驅(qū)動器減少了組件數(shù)量，并減少了控制功能和驅(qū)動器之間的互連，減少電路板空間。下面列出了開始新布局時要關(guān)注的要點，并建議了相應的實現(xiàn)規(guī)則。電源連接。電流從輸入端持續(xù)流向負載。放置組件時的第一要務必須保留給該電源段，以盡量減少每個連接盡可能多。為了最小化噪聲和電壓尖峰（EMI和損耗），這些互連必須是電源平面的一部分不管怎么說，都是通過寬厚的銅痕跡來實現(xiàn)的。關(guān)鍵部件，即功率晶體管，必須盡可能靠近控制器。考慮到圖中報告的“電氣”部件由一個以上的“物理”部件組成，建議采用接地平面或“星形”接地連接，以盡量減少多重連接造成的影響。

圖16a示出所涉及的電源連接和電流回路的細節(jié)。輸入電容（CIN）

或者至少需要總電容的一部分，必須放在靠近功率段的地方，以便消除銅跡線產(chǎn)生的雜散電感。需要低ESR和ESL電容器。相關(guān)電源連接。圖16b顯示了一些小信號分量的放置，以及如何和在哪里混合信號和電源地飛機。驅(qū)動器和mosfet柵極之間的距離應盡可能縮短。傳播延遲沿銅線分布的電感所產(chǎn)生的電壓尖峰的次數(shù)和最小化。事實上，mosfet離器件越遠，互連柵極軌跡越長，作為一個連續(xù)序列，對應于柵極PWM上升和下降信號的電壓尖峰就越高。即使這些尖峰被固有的內(nèi)部二極管鉗制，傳播延遲，噪聲和不穩(wěn)定的潛在原因被引入危害良好的系統(tǒng)行為。一個重要的后果是高邊mosfet的損耗顯著增加。因此，建議將驅(qū)動側(cè)朝向MOSFET和GATEx和PHASEx軌跡一起走向高側(cè)mosfet，以最小化距離（參見圖17） 一。此外，由于PHASEx引腳是高壓側(cè)驅(qū)動器的返回路徑，因此必須連接該引腳直接到高壓側(cè)的mosfet源引腳有一個適當?shù)尿?qū)動這個mosfet。對于LS MOSFET，返回路徑是PGND引腳：它可以直接連接到電源接地層（如果實現(xiàn)）或以與LS mosfets源引腳相同的方式。GATEx和PHASEx連接（以及當沒有電源接地平面時，PGND）也必須設(shè)計為處理過大的電流峰值2A（建議寬度為30密耳）。幾歐姆的柵極電阻有助于在不損害系統(tǒng)的情況下降低集成電路的功耗效率。

其他組件的放置也很重要：

–引導電容器必須盡可能靠近BOOTx和PHASEx引腳，以縮小所創(chuàng)建的回路。

–將Vcc和SGND的去耦電容器放置在盡可能靠近相關(guān)引腳的位置。

–將電容器從VCCDR和PGND上分離，并盡可能靠近這些引腳。這個電容器維持低側(cè)mosfet驅(qū)動器所需的峰值電流。

–參考SGND所有敏感元件，如頻率設(shè)置電阻器（如有）以及從FB到GND的可選電阻器，用于提供正的降速效果。

–將SGND連接到負載側(cè)的PGND（輸出電容器），以避免不良的負載調(diào)節(jié)效果在不使用遙測緩沖器的情況下，保證調(diào)節(jié)精度正確。

–建議在HS mosfet漏極附近放置額外的100nF陶瓷電容器。有助于減少噪音。

–相位引腳尖峰。由于HS-mosfet開關(guān)處于硬模式，可以觀察到高電壓尖峰

在相位引腳上。如果這些電壓尖峰超過了引腳的最大擊穿電壓，那么設(shè)備可以吸收能量，也會造成傷害。電壓尖峰必須受到適當布局的限制使用柵極電阻、肖特基二極管并聯(lián)于低壓側(cè)MOSFET和/或緩沖網(wǎng)絡低側(cè)MOSFET，在最大600kHz的FSW下，20nSec的值低于26V。

電流感應連接

遠程緩沖區(qū)：該組件的輸入連接必須作為平行網(wǎng)絡從FBG/FBR路由為了補償沿輸出功率軌跡的損耗，同時也避免了拾取任何共模噪聲。將這些引腳連接在遠離負載的點上，將導致非最佳負載調(diào)節(jié)，增加輸出公差。

電流讀數(shù)：Rg電阻器必須盡可能靠近ISENx和PGNDSx引腳以限制注入設(shè)備的噪聲。PCB線路將這些電阻連接到讀取點必須作為平行記錄道進行布線，以避免拾取任何共模噪聲。這也很重要為了避免測量中的任何偏移，并獲得更好的精度，應盡可能靠近跡線對于感測元件，專用電流感測電阻或低側(cè)mosfet RdsON。此外，當使用低側(cè)mosfet RdsON作為電流檢測元件時，ISENx引腳實際上連接到PHASEx引腳。不要將引腳連接在一起，然后再連接到HS源！由于高壓側(cè)驅(qū)動器返回時產(chǎn)生的噪音，設(shè)備無法正常工作。在這種情況下路由兩個獨立的網(wǎng)絡：將PHASEx引腳連接到HS源（與HGATEx一起路由），并凈（30密耳）和ISENx銷至LS排水管（與PGNDSx一起布線）。此外，PGNDSx引腳始終通過Rg電阻器連接到PGND：不要直接連接到PGND！在這種情況下，設(shè)備不能正常工作。無論如何都要路由到LS mosfet源（與ISENx網(wǎng)絡一起）。正確和錯誤的連接如圖18所示。為了避免變換器兩相之間的不平衡，還建議對稱布置。

演示板說明

L6919E演示板顯示了設(shè)備在雙相應用中的操作。這個評估委員會允許通過開關(guān)S0-S4調(diào)節(jié)輸出電壓（0.800V-1.550V）和高輸出電流容量。該電路板的布局可以使用最多兩個D2低場效應晶體管側(cè)裝開關(guān)在選擇mosfet時給予最大的靈活性。考慮到以下因素，四層演示板的銅厚度為70μm，以盡量減少傳導損耗電路能夠傳輸?shù)母唠娏鳌Ｑ菔景逶黼娐啡鐖D19所示。

多個跳線允許為設(shè)備設(shè)置不同的配置：JP3、JP4和JP5允許配置遠程緩沖區(qū)。JP5只是啟動了JP5，并使輸出短路板上電壓；要實現(xiàn)真正的遠程感測，保持這些跳線斷開并連接FBG和FBR演示板上的連接器連接到遠程負載。為了避免使用遠程緩沖，只需短接所有跳線JP3、JP4和JP5。通過R7的局部感知用于調(diào)節(jié)。可以使用跳線JP1、JP2和JP6以不同的方式配置輸入；這些跳線也可以控制mosfet驅(qū)動電源電壓。總之，電源轉(zhuǎn)換從VIN開始，設(shè)備由VCC供電（見圖20）。

可區(qū)分兩種主要配置：單電源（VCC=VIN=12V）和雙電源（VCC=12V）VIN=5V或不同）。

–單電源：在這種情況下，JP6必須完全短路。該裝置配有相同的導軌用于轉(zhuǎn)換的。使用額外的齊納二極管DZ1，可以得到較低的電壓如果mosfet是mosfet的邏輯驅(qū)動器，則使用它。在這種情況下，JP1必須保持打開，以便HS驅(qū)動器通過BOOTx提供VIN-VDZ1，JP2必須短接到左側(cè)才能使用VIN或使用VIN-VDZ1通過VCCDR引腳向LS驅(qū)動器供電的權(quán)利。否則，JP1必須短接JP2可以在這兩個位置之一自由做空。

–雙電源：在這種情況下，VCC直接向控制器（12V）供電，而VIN為HS排水管供電用于功率轉(zhuǎn)換。最后一個可以從5V總線（典型）或其他總線無差別地啟動允許最大的靈活性在功率轉(zhuǎn)換。mosfet驅(qū)動器的電源可以編程如前所示，通過JP1、JP2和JP6跳線。JP6現(xiàn)在選擇VCC或VIN關(guān)于要求。下面的圖21和22報告了一些示例

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