1、特點

3V至5.5V VCC范圍

最小輸出電壓低至0.6伏

1V至35V輸入電壓范圍

恒定準時拓撲

快速負載瞬變

0.6V，±1%VREF

可選下沉模式

無損電流限制，可用也處于下沉模式

遙感

OVP、UVP閉鎖保護

600μA典型靜態(tài)電流

電源良好和OVP信號

輕負載下的脈沖跳躍

從3.3V到2.5V的效率為94%

2、應用

網絡

直流/直流模塊

分布式電源

移動應用

芯片組、CPU、DSP和存儲器

供應

3、說明

該設備是一種高效的聯(lián)網解決方案dc/dc模塊和移動應用程序兼容帶3.3V母線和5V母線。它能夠調節(jié)低至0.6伏的輸出電壓。恒定的準時拓撲確保快速的負載傳輸響應。嵌入式電壓前饋提供幾乎恒定的開關頻率操作，盡管輸入電壓范圍很寬。在控制回路中可以引入積分器減小靜態(tài)輸出電壓誤差。遙感提高了靜態(tài)和動態(tài)性能調節(jié)，恢復導線電壓降。脈沖跳變技術降低了輕負載下的功耗。駕駛員當前能力允許輸出電流超過20A。

表5。電氣特性

（VCC=VDR=3.3V；環(huán)境溫度=0°C至85°C，除非另有規(guī)定）

表5。電氣特性（續(xù)）

（VCC=VDR=3.3V；環(huán)境溫度=0°C至85°C，除非另有規(guī)定）

設備說明

恒定導通時間PWM拓撲

圖5。回路框圖

該器件實現(xiàn)了一種恒定導通時間控制方案，其中Ton是高邊MOSFET的導通時間由一次性生成器強制的持續(xù)時間。接通時間與VSENSE引腳電壓成正比，與OSC引腳電壓成反比，如Eq1：

式中，KOSC=180ns，τ是內部傳播延遲時間（典型值。40納秒）。系統(tǒng)穩(wěn)定地施加壓力說明與VOSC=1V相對應的最小接通時間。事實上，如果VOSC電壓增加到1V以上，響應時間不會降低。將OSC引腳連接到從VIN到GND的電壓分區(qū)，它允許與車輛識別號無關的穩(wěn)態(tài)開關頻率FSW。結果是：

上述公式允許在設定輸出電壓后設置分頻比αOSC；注只有當VOSC<1V時，這些方程才成立。此外，Eq2還說明了系統(tǒng)如何具有理想地獨立于輸入電壓的開關頻率。延遲引入了與車輛識別號（VIN）相關的光。為了保證啟動電容器充電和限制負載瞬態(tài)后的開關頻率，以及屏蔽PWM比較器輸出噪音和尖峰。系統(tǒng)沒有內部時鐘，因為這是一個遲滯控制器，所以如果三個開啟脈沖就會啟動同時滿足條件：FB引腳電壓低于參考電壓，最小關斷時間通過，電流限制比較器未觸發(fā)（即，電感器電流低于電流限制值）。OSC引腳處的電壓必須在50mV和1V之間，以確保系統(tǒng)線性。

閉合回路

回路閉合，將輸出電壓（或輸出分壓器中點）連接至FB引腳。FB引腳內部連接到比較器負極引腳，而正極引腳連接到參考電壓（0.6V典型值）如圖5所示。當FB低于參考電壓時，PWM比較器輸出變高并設置觸發(fā)器輸出，打開高側MOSFET。這種情況被鎖定以避免噪音。在接通時間（如前一節(jié)所述計算）后，系統(tǒng)復位觸發(fā)器，轉向關閉高側MOSFET，打開低側MOSFET。有關更多詳細信息，請參閱圖4。連接輸出電容器和負載的接地和供電金屬路徑上的電壓降是直流電錯誤。此外，系統(tǒng)調節(jié)輸出電壓谷值而不是平均值，如圖6所示。因此，輸出電容器上的電壓紋波是直流靜態(tài)誤差（以及PCB軌跡）的來源。為了補償直流誤差，必須通過連接輸出在控制回路中引入積分器網絡電壓通過電容器傳到INT引腳，F(xiàn)B引腳直接連接到INT引腳，如圖7所示。內部積分放大器和外部電容器CINT1在控制回路中引入一個直流極。CINT1還提供輸出紋波的交流路徑。

積分器放大器產生與直流誤差成比例的電流，增加輸出電容以補償總靜態(tài)誤差。裝置內的電壓鉗迫使管腳產生一個內電壓量程（VREF-50mV，VREF+150mV）。這有助于避免或平滑負載期間的輸出電壓過沖暫時的。同時，這意味著積分器能夠在穩(wěn)態(tài)下恢復由于紋波而引起的輸出誤差，當其峰值-峰值振幅小于150mV時。當紋波振幅大于150mV時，可在INT引腳和接地以減小INT引腳處的紋波振幅，否則積分器將在其線性范圍之外工作。選擇CINT1根據以下方程式：

其中gINT=50μs是積分器跨導，αOUT是Eq4給出的輸出分頻比，F(xiàn)U是閉環(huán)帶寬。如果CINT2連接在INT引腳和接地之間，則該等式成立。給出CINT2通過：

其中∆VOUT是輸出紋波，∆VINT是INT引腳（100mV典型值）處所需的紋波。

對于傳統(tǒng)的PWM控制器，它有一個內部振蕩器來設置開關頻率，在物理系統(tǒng)中，頻率可以隨著某些參數的變化而變化。例如，在標準固定開關頻率拓撲中，損耗的增加（例如增加輸出電流）會產生開關時間的變化，在固定的接通時間拓撲中，損耗的增加只會產生關斷時間的變化，改變開關頻率。該裝置采用電壓前饋電路，使開關頻率在穩(wěn)態(tài)工作時保持恒定，且在輸入范圍內變化。在穩(wěn)態(tài)運行中，影響開關頻率精度的因素很多。其中一些是內部死區(qū)，這取決于高側MOSFET驅動器。其他與外部元件如高側MOSFET柵電荷和柵電阻，電源電壓下降和接地軌，低壓側和高壓側RDSON和電感器寄生電阻。在正負載瞬態(tài)期間（輸出電流增加），轉換器以其最大頻率切換（周期為TON+TOFFmin）恢復輸出電壓降。在負負載瞬態(tài)期間電流降低），設備停止切換（高壓側MOSFET保持關閉）。

從PWM到PFM/PSK的轉換

為了在輕負載條件下實現(xiàn)高效率，提供了PFM模式。PFM模式與PWM不同模式基本上是關相；開相是相同的。在PFM中，在接通循環(huán)后，系統(tǒng)接通低邊MOSFET直到電感電流降到零，當過零比較器關閉低側MOSFET。在PWM模式下，在通電周期之后，系統(tǒng)將低側MOSFET保持在接通狀態(tài)，直到下一個接通周期，因此存儲在輸出電容器中的能量將通過低壓側MOSFET流到地上。這個PFM模式自然地在滯后控制器中實現(xiàn)，通過開啟零電流比較器，實際上在PFM模式下，系統(tǒng)用比較器讀取輸出電壓，然后打開高電平當輸出電壓下降到參考值時，側面MOSFET。該裝置以間斷模式工作輕載和高載連續(xù)工作模式。當負載電流為大約一半的電感器電流紋波。此閾值取決于VIN、L和VOUT。請注意，越高電感值越大，閾值越小。另一方面，電感值越大，速度越慢瞬態(tài)響應為。PFM波形可能比正常操作更具噪聲和異步性，但這是正常現(xiàn)象，主要是由于負載非常低。如果PFM與應用程序不兼容，則可以禁用與VCC的NOSKIP引腳接。

軟啟動

在設備打開后，SS引腳電壓開始增加，系統(tǒng)開始切換。軟啟動是通過逐步提高限流閾值來避免輸出過電壓來實現(xiàn)的。主動軟啟動VSS電壓范圍（輸出電流限制線性增加）為0.6V到1V。在此范圍內內部電流源（5μA典型值）為SS引腳上的電容器充電；參考電流（用于電流限制比較器）強制通過ILIM引腳與SS引腳電壓成比例，在5μA（典型值）下飽和。當SS電壓接近1V最大電流限制激活。輸出保護OVP和UVP被禁用，直到SS引腳電壓達到1V（見圖8）。一旦SS引腳電壓達到1V值，SS引腳上的電壓不再影響系統(tǒng)的運行。如果SHDN引腳在電源之前打開，電源部分必須在邏輯之前打開第節(jié)。如果電源在SHND引腳斷開的情況下應用，則啟動順序不計時。

由于該系統(tǒng)是通過控制電感電流來實現(xiàn)軟啟動的，所以軟啟動電容器應該根據輸出電容、電流限制和軟啟動有效范圍（∆VSS）進行選擇。為了選擇軟啟動電容器，必須使輸出電壓達到最終值軟起動電壓達到欠壓值（1V）。在這個UVP和OVP被啟用之后。將SS電容器充電至1V所需的時間由以下公式給出：

為了計算輸出電壓充電時間，應考慮電感電流函數可以假設為時間的線性函數。

因此，考慮到輸出負載為零，輸出電壓為：

電流限制

電流限制比較器通過低側MOSFET RDSON壓降感測電感電流，并將該值與ILIM引腳電壓值進行比較。當電流高于電流限制值時，控件

抑制高側MOSFET的開啟。要正確設置電流限制閾值，應注意這是谷電流限制。平均電流取決于電感值、VIN VOUT和開關頻率。電流限制中的平均輸出電流由下式得出：

因此，要設置當前閾值，請根據以下公式選擇RILIM：

在過電流條件下，系統(tǒng)保持電流恒定，直到輸出電壓滿足欠壓門檻。對于sink模式，負谷電流限值自動設置為與正谷電流限值相同的值。平均負電流限值與正平均電流限值的不同之處在于紋波電流；這種差異是由于谷值控制技術造成的。限流系統(tǒng)精度是連接到ILIM引腳和低邊MOSFET的RDSON精度。此外，ILIM引腳上的電壓必須在10mV和1V之間以保證系統(tǒng)的線性度。

保護和故障

負載保護是利用VSENSE引腳實現(xiàn)的。OVP和UVP都鎖定，并且故障狀態(tài)由PGOOD和OVP引腳指示。如果輸出電壓在89%（典型值）和110%（典型值）之間在規(guī)定值中，PGOOD較高。如果發(fā)生硬過電壓或欠電壓，則裝置被鎖定：低側MOSFET和高側MOSFET關閉，PGOOD變低。如果系統(tǒng)檢測到過電壓OVP引腳高。要恢復功能，必須關閉設備并重新啟動SHDN引腳，或者通過卸下電源，然后按照正確的順序重新啟動設備。

集成的大電流驅動器允許使用不同尺寸的功率MOSFET，保持快速開關變換。高壓側MOSFET的驅動器使用啟動引腳供電，相位引腳用于返回（浮動駕駛員）。低端MOSFET的驅動器使用VDR引腳作為電源，PGND引腳用于回路。這個駕駛員具有自適應的抗交叉?zhèn)鲗ПＷo，可防止高側和低側側邊MOSFET同時接通，避免了從VIN到GND的高電流。當高側MOSFET關閉時，相引腳上的電壓開始下降；只有當相引腳上的電壓達到250毫伏時，低側MOSFET才被打開。當低壓側關閉時，高壓側保持關閉，直到LGATE引腳電壓達到500毫伏。這一點很重要，因為驅動器可以與大范圍的外部功率MOS  fet正常工作。開關外部MOSFET所需的電流流過器件，它與MOSFET柵對開關頻率和驅動電壓進行充電。所以設備的功耗是外部功率MOSFET柵極電荷和開關頻率的函數。

低壓側和高壓側的最大柵電荷值由下式給出：

其中fSW0=500Khz。上述方程式適用于TJ=150°C。如果系統(tǒng)溫度較低，則QG可以更高。對于低側驅動器，由于內部軌跡退化，最大輸出門電荷滿足另一個極限；在這種情況下，最大值為QMAXLS=125nC。低側驅動器被設計成有一個低電阻下拉晶體管，大約0.5歐姆。這可以防止在引腳相位的快速上升時間內，由于米勒效應而意外地開啟LS-MOSFET。當使用3.3V總線為驅動器供電時，應選擇超邏輯級MOSFET確保MOSFET工作正常。

申請信息

5A演示板說明

演示板顯示了這種情況下的設備操作：VIN從3.3V到5V，IOUT=5A VOUT=1.25V評估板允許使用2種不同電壓的系統(tǒng)（VCC為IC供電，VIN為電源輸入所以更換輸入電容器時，電源輸入電壓也可以是35V輸入電壓（VIN）等于VCC，最好將其與10Ω電阻器連接，以便過濾設備輸入電壓。在平臺上部演示中有兩個不同的跳線：一個跳線，靠近OVP和POW  ER GOOD測試點，用于關閉設備；當跳線出現(xiàn)時，設備處于關閉狀態(tài)模式，要運行設備，請移除跳線。另一根跨接導線靠近VREF測試點，用于設置PFM/PSK模式。當跳線存在時，輕載時，系統(tǒng)將進入PFM模式；如果沒有跳線，輕載時，系統(tǒng)將保持PWM模式。在演示的底部有兩個不同的跳躍者。它們用于設置或刪除積分器配置。當用INT標簽命名的跳線閉合，且?guī)в蠳OINT標簽的跳線打開，設置了積分器配置。有時積分器配置需要低頻濾波器來減少噪聲干擾。在這種情況下取而代之的是閉合INT跳線，在那里放一個電阻，然后電容器接地（如示意圖所示）；極值約為500Khz，但應高于開關頻率（十倍）。打開當以NOINT命名的跳線閉合，而以INT命名的跳線打開時，則相反選擇非積分器配置。關于跨接導線連接，請參閱表1和表2。

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