使用PC板。接地針腳（針腳4）應系緊直接接地平面，最小引線長度（a低調的插座是可以的）。圖7顯示了雙面板的理想LTC1292/LTC1297接地層設計。當然，這么多的地面飛機不會總是可能的，但是用戶應該努力接近為了這個理想。

旁路

為了獲得良好的性能，VCC必須沒有噪音和漣漪。有關VCC電壓的任何變化在轉換周期內接地可能會導致錯誤或輸出代碼中有噪音。VCC噪聲和紋波可以保持通過將VCC引腳直接旁路至鉭含量至少為22μF的模擬接地層電容器和引線盡可能短。線索從設備到VCC電源也應保持在最小值，VCC電源應具有低輸出阻抗，如從電壓調節(jié)器獲得的阻抗（例如LT323A）。對于高頻旁路，0.1μF與22μF平行放置的陶瓷盤推薦。同樣，導線應保持在最小值。圖8和圖9顯示了good和VCC旁路不良。

模擬輸入

因為電容再分配A/D轉換所使用的技術，LTC1292的模擬輸入/LTC1297具有電容開關輸入電流峰值。這些電流尖峰很快穩(wěn)定下來，不會導致問題。如果使用大的源電阻或速度慢穩(wěn)定的運算放大器驅動輸入，注意確保電流尖峰引起的瞬變完全消失在轉換開始之前。

源電阻

LTC1292/LTC1297的模擬輸入看起來像100pF電容器（CIN）與500Ω電阻器（RON）串聯（圖10a和10b）。CIN在（+）和之間切換（–）在每個轉換周期中輸入一次。大外部源電阻和電容會降低輸入的設置。重要的是整個RC時間常數足夠短，以允許模擬輸入在允許的時間內完全解決。“+”輸入設置LTC1292的輸入電容器切換到在采樣階段輸入“+”（tSMPL，見圖11a，11b和11c）。采樣周期可短至tWHCS+1/2 CLK循環(huán)或與tWHCS+1 1/2 CLK循環(huán)一樣長在轉換開始之前。這種可變性取決于其中CS相對于CLK下降。“+”輸入端的電壓必須在樣品期內完全沉淀。最小化RSOURCE+和C1將改善沉降時間。如果大“+”輸入源必須使用電阻，采樣時間可以通過使用較慢的CLK頻率來增加。和最短采樣時間為3.0μs，RSOURCE+<2.0kC1<20pF將提供足夠的沉降時間。

LTC1297的采樣周期從下降開始CS的邊緣和第一個CLK的下降邊緣結束（圖12）。采樣周期的長度為tsuCS+0.5CLK循環(huán)。同樣，“+”輸入端的電壓必須穩(wěn)定完全在樣品期內。如果輸入“+”大必須使用源電阻，采樣時間可以通過使用較慢的CLK頻率或增加

tsuCS。最短采樣時間為6μs，RSOURCE+<5k和C1<20pF將提供足夠的穩(wěn)定時間。一般情況下，LTC1292和LTC1297保持總阻力和總阻力的乘積電容小于tSMPL/9。如果這種情況不能met，然后使C1>0.47μF（參見RC輸入濾波第節(jié)）。

“–”輸入設置

在采樣階段結束時，輸入電容器切換到“–”輸入，轉換開始（參見圖11a，11b、11c和12）。在轉換過程中，“+”輸入電壓被采樣保持有效地“保持”并且不會影響轉換結果。至關重要的是

“–”輸入電壓無噪聲，完全穩(wěn)定在轉換的第一個CLK循環(huán)期間。最小化RSOURCE–和C2將改善沉降時間。如果大“–”輸入源電阻必須使用的時間可以通過使用較慢的CLK頻率進行擴展。最多的時候CLK頻率為1MHz，RSOURCE–<250Ω和C2<20pF將提供足夠的沉降。

輸入運算放大器

當用運算放大器驅動模擬輸入時重要的是運算放大器在允許的時間內穩(wěn)定下來（見圖11a、11b、11c和12）。再說一遍“+”和“-“輸入采樣時間可按說明延長以適應較慢的運算放大器。大多數運算放大器包括LT1797和LT1677單電源運算放大器即使使用最小沉降量也能使沉降良好對于LTC1292，窗口為3.0μs，對于LTC1297（“+”輸入）和1μs（“–”輸入）最大時鐘頻率為1MHz。圖13和14顯示適當和較差的運算放大器設置的例子。

RC輸入濾波

可以用RC網絡過濾輸入如圖15所示。對于較大的CF值（例如1μF），則電容輸入開關電流被平均到一個網絡中直流電流。濾波器應選用小電阻和大電容器，以防止直流電壓降過電阻器。直流電流的大小約為IDC=100pF×VIN/tCYC，與VIN大致成比例。什么時候？以最小周期運行LTC1292（LTC1297）時間為16.5μs（20μs），輸入電流等于30μA（25μA）在VIN=5V時。此時4Ω（5Ω）的濾波電阻將導致0.1LSB滿標度誤差。如果一個大的濾波電阻必須使用，可以通過增加典型性能所示的循環(huán)時間最大濾波電阻與周期的特性曲線時間。

輸入漏電流

輸入漏電流也會在源阻力太大了。例如，最大輸入流經源的1μA泄漏規(guī)格1k電阻會導致1mV或8磅。這種誤差在較低的情況下會大大減少因為泄漏迅速下降（見典型輸入信道泄漏性能特性曲線電流與溫度）。

抽樣保留

單端輸入

LTC1292/LTC1297在+in輸入端為采集的信號提供一個內置的采樣和保持（S&amp;H）功能在單端模式下（–針腳接地）。采樣和保持允許LTC1292/LTC1297快速轉換變化信號（見典型性能特征S&amp;H采集時間與源電阻的曲線）。這個輸入電壓在tSMPL時間內采樣，如圖所示在圖11中。采樣間隔從上升開始LTC1292的CS邊緣和CS下降邊緣對于LTC1297，一直持續(xù)到轉換開始前CLK。在這個下降的邊緣S&amp;H進入保持模式，轉換開始。

差分輸入

有了差分輸入，a/D不再轉換單個但是轉換兩個電壓之間的差。對+IN引腳上的電壓進行采樣并保持快速時變的，如單端模式。電壓在–IN銷上必須保持恒定且無噪音在整個轉換過程中產生漣漪。否則差分運算不能準確地進行。這個轉換時間為12 CLK周期。因此在這段時間內輸入電壓會導致轉換錯誤。對于輸入端的正弦電壓輸入此錯誤為：

其中f（–IN）是–IN輸入電壓的頻率，VPEAK是其峰值振幅，fCLK是克萊克。通常情況下，錯誤并不重要。對于60Hz輸入端的信號產生0.25LSB的誤差（300μV）當轉換器以CLK=1MHz運行時，其峰值必須是66mV。重新安排上述內容方程式最大正弦信號數字化到給定精度的公式如下：

對于0.25LSB誤差（300μV），最大輸入正弦曲線開關電容轉換技術產生的開關電流（見圖16）。在每個位測試期間轉換（每個CLK周期）的電容電流A/D將在參考引腳上產生尖峰。這些電流尖峰很快穩(wěn)定下來，不會導致問題。如果慢沉降電路用于驅動參考輸入，注意確保瞬態(tài)由于這些電流尖峰在轉換的每一位測試5V峰值振幅可數字化為0.8Hz。

參考輸入

LTC1292參考輸入端的電壓/LTC1297確定A/D轉換器的電壓范圍。參考輸入具有瞬態(tài)電容性

圖17和18顯示了適當和沉降差。使用較慢的CLK將允許更多的時間以供參考結算。即使在最高時鐘1MHz的速率大多數參考和運算放大器可以使其在1μs位時間內沉降。例如LT1790將充分解決。

簡化參考操作

LTC1292/LTC1297的有效分辨率可以通過減小轉換器的輸入范圍來增加。LTC1292/LTC1297具有良好的線性在一個參考電壓范圍內（見線性度與參考電壓）。由于LSB降低，在低VREF值下操作時必須小心步長和由此產生的更高精度要求放在轉換器上。偏移和噪聲是影響因素在低VREF下運行時必須考慮這一點價值觀。VREF的內部引用已綁定到GND引腳。從GND引腳到接地層將導致增益誤差。減小VREF的偏移量LTC1292/LTC1297的偏移量影響較大A/D操作時的輸出代碼降低參考電壓。偏移量（通常是固定電壓）變?yōu)楫擫SB的大小減小時。典型的未調整的偏移誤差與參考電壓的性能特性曲線顯示了偏移量的大小LSB與參考電壓有關，為典型值關于VOS。例如0.1mV的VOS，即0.1LSB在5V的情況下，參考電壓變?yōu)?.4LSB，電壓為1.25V參考。如果此偏移量不可接受，則可以通過接收系統或偏移LTC1292/LTC1297的輸入進行數字校正。

降低VREF的噪聲

LTC1292/LTC1297的總輸入參考噪聲可使用地平面，良好的旁路，良好的布局技術關于輸入和最小化噪聲。這個噪聲在5V參考輸入下是微不足道的，但是成為LSB的一個更大的部分作為LSB的大小減少了。典型的性能特征噪聲誤差與參考電壓的關系曲線顯示200μV噪聲的LSB貢獻。對于5V參考電壓下的操作，200μV噪聲為峰間只有0.16LSB。這里是LTC1292/LTC1297噪音幾乎不會對輸出代碼。對于減少的參考，噪聲可能成為LSB的重要組成部分輸出代碼中不需要的抖動。例如，使用在1.25V參考電壓下，該200μV噪聲的峰間為0.64LSB。這將減小輸入電壓的范圍通過它可以獲得穩(wěn)定的輸出代碼0.64磅。現在，平均讀數可能是必要的。這些噪音數據是在一個非常干凈的測試夾具中采集的。任何設置引起的噪聲（VCC、VREF上的噪聲或波紋或VIN）會增加內部噪音。越低的參考電壓越高有一個無噪音的設置。減小VREF導致的增益誤差LTC1292/LTC1297的增益誤差很好在廣泛的參考電壓范圍內。錯誤在典型性能中看到的組件增益誤差與參考電壓的特性曲線變化是由于GND引腳上的電壓降引起的從設備到地平面。盡量減少這種情況錯誤LTC1292/LTC1297應直接焊接到PC板上。內部參考點因為VREF與GND相連。GND引腳是否有電壓降使參考電壓，在裝置內部，小于外部應用的值（圖19）。這個由于引腳的乘積，壓降通常為420μV電阻（RPIN）和LTC1292/LTC1297電源電流。

例如，當VREF=1.25V時，這將導致在增益誤差與增益誤差相差-1.0LSB時VREF=5V測量。LTC1292交流特性兩個常用的優(yōu)點數字，用于指定數字信號中A/Ds的動態(tài)性能處理應用是信噪比（SNR）和“有效比特數（ENOB）。”SNR是基波的均方根值與所有非基波信號的均方根值高達奈奎斯特頻率（采樣頻率的一半）。正弦波的理論最大信噪比輸入由：信噪比=（6.02N+1.76dB）其中N是位的數目。因此信噪比取決于關于A/D的分辨率。理想的12位A/D信噪比等于74dB。快速傅里葉變換圖中顯示了LTC1292的輸出光譜圖在圖20a和20b中，輸入（fIN）頻率為1kHz和28kHz，采樣頻率（fS）為58.8千赫。測得的snr為73.0dB61.5分貝。通過重寫SNR表達式，可以獲得基于信噪比測量的等效分辨率。

這是有效位數（ENOB）。對于示例如圖20a和20b所示，N=11.8位和9.9位。圖21顯示了ENOB作為輸入頻率的函數。第二個諧波失真項解釋了ENOB as fIN接近fS/2。圖22顯示了應用于A/D輸入的兩個音調。非線性在A/D中，會導致畸變產物的總和和基本原理和基本原理產品的不同頻率。這是經典的說法作為互調失真（IMD）。

過電壓保護

將信號應用于LTC1292/LTC1297的模擬超過正電源或低于正電源的輸入地面將降低A/D的精度，并可能損壞設備。例如這個條件如果信號被應用于模擬輸入，則會發(fā)生在LTC1292/LTC1297通電之前。另一個例子是輸入源是從比LTC1292更有價值的不同供應/

LTC1297。這些情況也應加以預防通過適當的供應順序或使用外部箝位或電流限制輸入源的電路。有兩種保護輸入的方法。在圖23中從VCC和GND的輸入端使用二極管夾。第二種方法是將電阻器與限流模擬輸入。將電流限制為每個通道15mA。+IN輸入可以接受一個電阻器值1k，但–IN輸入不能接受大于250Ω，當其最大時鐘頻率為1兆赫。如果LTC1292/LTC1297在最大時鐘頻率和250Ω不足以電流限制輸入源，則鉗位二極管推薦（圖24a和24b）。原因電阻值的限制是MSB位測試受放置在–IN處的電阻值的影響輸入（參見關于模擬輸入和典型性能特性最大時鐘頻率vs源電阻）。

如果VCC和VREF沒有連接在一起，那么VCC應該先打開，再打開VREF。如果這個序列不能met，建議將二極管從VREF連接到VCC（見圖25）。因為獨特的輸入保護結構用于數字輸入引腳，這些引腳上的信號電平可以在不損壞設備的情況下超過設備VCC。

LTC1292的“快速查看”電路用戶可以快速了解LTC1292使用圖中的“快速查看”電路26VREF與VCC綁定。VIN應用于+IN輸入輸入端連接到地平面。CS被驅動在1/32時鐘速率下由CD4520和DOUT輸出數據。DOUT管腳的輸出數據可以是在設置為觸發(fā)的示波器上查看CS下降沿（圖27）。注意LSB數據是在CS變高之前部分打卡。

LTC1297的“快速查看”電路類似于LTC1292的電路可以是用于LTC1297（圖28）。只有一次機會用與非門、電阻和電容產生滿足設置時間tsuCS。如果使用較慢的時鐘。當CS變低的時候觸發(fā)。這將關閉LTC1297的時鐘固定的時間見tsuCS。時鐘一開始，杜特就開始了一次移動一點。CS以1/64的速度驅動時鐘速率為74HC393。的輸出數據可以在設置為的示波器上查看雙引腳CS下降沿觸發(fā)。見圖29。

光隔離溫度監(jiān)測器

通常需要放大傳感器輸出產生一個足夠大的信號來正確數字化。例如，J型熱電偶僅提供52μV/°C。LTC1050斬波器操作的5μV偏移amp產生的誤差小于0.1°C（圖31）。冷結補償由LT1025A提供。（更多詳情見LTC設計注釋5）。在光隔離接口中產生兩個信號從一開始。這允許一個兩線接口連接到LTC1292型。CLK IN輸入上的長高信號（>1ms）允許0.1μF電容器在CS高的情況下放電。這將重置下一次轉換的A/D。當CLK在開始切換時，CS變低并保持在那里直到下一個在高時間延長時鐘。見圖30。

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