特點(diǎn)

•高帶寬：230MHz（G=+1），100兆赫（G=+2）

•低電源電流：7.8mA（VS=+5V）

•靈活的供應(yīng)范圍：

±1.5V至±5.5V雙電源

+3V至+11V單電源

•輸入范圍包括單電源接地

•4.82VPP輸出擺幅開啟+5V電源

•高轉(zhuǎn)換率：500V/μs

•低輸入電壓噪聲：9.2nV/√Hz

•提供MSOP-8軟件包

應(yīng)用

•單電源ADC輸入緩沖器

•單電源視頻線路驅(qū)動(dòng)器

•CCD成像通道

•低功率超聲波

•PLL積分器

•便攜式消費(fèi)電子產(chǎn)品

•低功耗有源濾波器

說明

OPA2830是一款雙路、低功耗、單電源、寬帶、電壓反饋放大器，設(shè)計(jì)用于單+3V或+5V電源。也支持在±5V或+10V電源上運(yùn)行。輸入范圍延伸至地面以下，并在正極電源的1.8伏范圍內(nèi)。使用互補(bǔ)的公共發(fā)射極輸出，在驅(qū)動(dòng)150Ω時(shí)，輸出擺幅在地面的25毫伏和+V范圍內(nèi)。高輸出驅(qū)動(dòng)電流（75mA）和低差分增益和相位誤差也使其成為單電源消費(fèi)視頻產(chǎn)品的理想選擇。

高增益帶寬積（100MHz）和轉(zhuǎn)換率保證了低失真操作（500V/μs），使OPA2830成為3V和5V CMOS模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的理想輸入緩沖級(jí)。與早期的低功耗單電源放大器不同，失真性能隨著信號(hào)擺幅的減小而提高。低9.2nV/√Hz輸入電壓噪聲支持寬動(dòng)態(tài)范圍操作。

OPA2830采用行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的SO-8封裝。OPA2830還提供小型MSOP-8封裝。對(duì)于固定增益和線路驅(qū)動(dòng)器應(yīng)用，請(qǐng)考慮OPA2832。

相關(guān)產(chǎn)品

單電源，差分，二階，5MHz，低通Sallen鍵濾波器

訂購信息

（1）、有關(guān)最新的包裝和訂購信息，請(qǐng)參閱本文檔末尾的“套餐選項(xiàng)附錄”。

典型特性：VS=±5V

在TA+25°C時(shí)，G=+2V/V，RF=750Ω，RL=150Ω接地，除非另有說明（見圖72）。

TA=+25°C，RF=604Ω（如圖17所示），RL=500Ω，除非另有說明。

除非另有說明，否則TA=+25°C，G=+2V/V，RF=750Ω，RL=150Ω至VS/2，輸入VCM=2.5V（見圖70）。

TA=+25°C，RF=604Ω，RL=500Ω差分（如圖45所示），除非另有說明。

典型特征：VS=+3V

TA=+25°C，G=+2V/V，RL=150Ω至VS/3，除非另有說明（見圖71）。

典型特征：VS=+3V

TA=+25°C，RF=604Ω，RL=500Ω差分（如圖64所示），除非另有說明。

應(yīng)用程序信息

寬帶電壓反饋操作

OPA2830是一個(gè)單位增益穩(wěn)定，非常高速的電壓反饋運(yùn)算放大器，設(shè)計(jì)用于單電源操作（+3V到+10V）。輸入級(jí)支持輸入電壓低于地面且在正電源的1.7V范圍內(nèi)。互補(bǔ)共發(fā)射極輸出級(jí)提供一個(gè)輸出擺幅到25毫伏內(nèi)的接地和正電源。OPA2830經(jīng)過補(bǔ)償，可在各種電阻負(fù)載下穩(wěn)定運(yùn)行。

圖70顯示了用于+5V規(guī)格的交流耦合+2增益配置和典型特性曲線。出于測試目的輸入阻抗設(shè)置為50Ω，電阻接地。電氣特性中報(bào)告的電壓波動(dòng)直接在輸入端和輸出引腳。對(duì)于圖70中的電路，高頻輸出的總有效負(fù)載為150Ω| | 1500Ω。非轉(zhuǎn)換輸入端的1.5kΩ電阻器提供共模偏置電壓。它們的并聯(lián)組合等于逆變輸入（RF）處的直流電阻，從而減少了由于輸入偏置電流而產(chǎn)生的直流輸出偏移。

圖71顯示了用于+3V規(guī)格和典型特性曲線的交流耦合+2增益配置。電氣特性中報(bào)告的電壓波動(dòng)直接在輸入和輸出引腳處采集。對(duì)于圖71中的電路，高頻輸出的總有效負(fù)載為150Ω| | 1500Ω。非轉(zhuǎn)換輸入端的1.13kΩ和2.26kΩ電阻器提供共模偏置電壓。它們的并聯(lián)組合等于逆變輸入（RF）處的直流電阻，從而減少了由于輸入偏置電流而產(chǎn)生的直流輸出偏移。

圖72顯示了作為±5V電氣特性和典型特性基礎(chǔ)的直流耦合+2增益雙電源電路配置。出于測試目的，使用接地電阻將輸入阻抗設(shè)置為50Ω，使用串聯(lián)輸出電阻將輸出阻抗設(shè)置為150Ω。規(guī)范中報(bào)告的電壓波動(dòng)直接在輸入和輸出引腳處測量。電路圖72有效負(fù)載為150Ω| | 1.5kΩ。圖72中包括兩個(gè)可選組件。附加電阻器（348Ω）與非換向輸入串聯(lián)。再加上25Ω直流電源電阻回望信號(hào)發(fā)生器，這就產(chǎn)生了一個(gè)輸入偏置電流抵消電阻，與在逆變輸入處看到的375Ω源電阻相匹配（請(qǐng)參閱直流精度和偏移控制部分）。除了通常的電源對(duì)地去耦電容器外，兩個(gè)電源引腳之間還包括一個(gè)0.01μF電容器。在實(shí)際的PC板布局中，這種可選電容器通常會(huì)將2次諧波失真性能提高3分貝至6分貝。

單電源ADC接口

圖73的ADC接口顯示了一個(gè)直流耦合的單電源ADC驅(qū)動(dòng)電路。許多系統(tǒng)現(xiàn)在都需要ADC及其驅(qū)動(dòng)器的+3V至+5V供電能力。OPA2830在這一苛刻的應(yīng)用中提供了出色的性能。它的大輸入和輸出電壓范圍和低失真支持轉(zhuǎn)換器，如第1頁圖中所示的ADS5203。輸入電平轉(zhuǎn)換電路的設(shè)計(jì)使得VIN可以在0V到0.5V之間，同時(shí)為ADS5203提供1V到2V的輸出電壓。

直流電平變換

圖74顯示了圖73的一般形式，它是一個(gè)直流耦合的無反轉(zhuǎn)放大器，它將輸入電平向上移動(dòng)，以適應(yīng)所需的輸出電壓范圍。給定所需的信號(hào)增益（G），以及當(dāng)VIN在其范圍的中心時(shí)需要向上移動(dòng)的量VOUT（ΔVOUT），以下等式給出了產(chǎn)生所需性能的電阻值。假設(shè)R4在200Ω和1.5kΩ之間。

其中

確保VIN和VOUT保持在指定的輸入和輸出電壓范圍內(nèi)。

圖73的電路就是這種應(yīng)用的一個(gè)很好的例子。當(dāng)使用+3V電源時(shí)，它被設(shè)計(jì)為在0V和0.5V之間獲取VIN，并在1V和2V之間產(chǎn)生VOUT。這意味著G=2.00，ΔVOUT=1.50V–Gנ0.25V=1.00V。將這些值代入上述方程（R4=750Ω）得到：NG=2.33，R1=375Ω，R2=2.25kΩ，R3=563Ω。對(duì)于圖73中的電路，電阻器被更改為最接近的標(biāo)準(zhǔn)值。

交流耦合輸出視頻線驅(qū)動(dòng)器

低功耗和低成本的視頻線驅(qū)動(dòng)器通常將增益為2的數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）輸出緩沖到雙端接線路中。這些接口通常需要直流阻塞電容器。用于一個(gè)簡單的解決方案是，該接口通常使用非常大的值阻塞電容器（220μF）來限制幀之間的傾斜或凹陷。圖76顯示了一種使用低得多的電容值來創(chuàng)建非常低的高通極位置的方法。該電路在輸出引腳處提供2的電壓增益，高通極位于8Hz。考慮到150Ω負(fù)載，簡單的阻塞電容器方法需要133μF值。使用圖76中的這個(gè)簡單的弧垂校正電路，兩個(gè)值低得多的電容器給出了相同的低通極點(diǎn)。

在圖76中，使用正電源的分壓器將輸入稍微正移。在視頻信號(hào)的同步尖端部分，當(dāng)DAC輸出為零電流時(shí)，這將產(chǎn)生約200mV的輸入直流偏移，在輸出引腳處顯示為400mV直流偏移。這將使輸出保持在其線性工作區(qū)。這會(huì)將任何電源噪聲傳遞到輸出，增益約為–20dB，因此建議在電源引腳上進(jìn)行良好的電源去耦。圖75顯示了圖76電路的頻率響應(yīng)。這張圖顯示了8Hz低頻高通磁極和大約100MHz的高端截止。

減少峰值的非互易放大器

圖77顯示了一個(gè)非轉(zhuǎn)換放大器，它減少了低增益時(shí)的峰值。電阻器RC補(bǔ)償OPA2830以獲得更高的噪聲增益（NG），從而在不改變直流增益的情況下降低交流響應(yīng)峰值（通常在G=+1時(shí)為4dB，無RC）。VIN必須是低阻抗源，例如運(yùn)算放大器。

噪聲增益可計(jì)算如下：

單位增益緩沖器可以通過選擇RT=RF=20.0Ω和RC=40.2Ω（不要使用RG）來設(shè)計(jì)。這使得噪聲增益為2，因此響應(yīng)將類似于G=+2的特性圖，峰值較少。

單電源有源濾波器

OPA2830在單個(gè)+3V或+5V電源上運(yùn)行，非常適合高頻有源濾波器設(shè)計(jì)。關(guān)鍵的附加要求是在電源中點(diǎn)附近建立信號(hào)的直流工作點(diǎn)，以獲得最高動(dòng)態(tài)范圍。圖巴特沃思1MHz低通濾波器的設(shè)計(jì)實(shí)例。

輸入信號(hào)和增益設(shè)置電阻器均采用0.1μF阻塞電容器進(jìn)行交流耦合（在所示元件值的低頻極設(shè)置為32kHz時(shí)，實(shí)際給出帶通響應(yīng)）。這允許兩個(gè)1.87kΩ電阻器形成的中點(diǎn)偏壓出現(xiàn)在輸入和輸出引腳上。在這種情況下，中頻信號(hào)增益設(shè)置為+4（12dB）。無換向輸入端的對(duì)地電容器有意設(shè)計(jì)為更高的值，以控制輸入寄生項(xiàng)。當(dāng)增益為+4時(shí)，單個(gè)電源上的OPA2830將顯示30MHz大小信號(hào)帶寬。在放大器級(jí)，濾波器電阻值已經(jīng)過輕微調(diào)整，以考慮到這個(gè)有限的帶寬。對(duì)該電路的測試表明，在放大器的-3dB帶寬為30MHz時(shí)，具有一個(gè)非常平坦的通帶（高于32kHz交流耦合角），并且最大阻帶衰減為36dB。

差分低通有源濾波器

雙OPA2830提供了實(shí)現(xiàn)低功耗差分有源濾波器的簡單方法。在單一電源上，實(shí)現(xiàn)二階低通濾波器的一種方法如圖79所示。該電路提供1的凈差分增益和精確的5MHz巴特沃斯響應(yīng)。該信號(hào)與由單位增益緩沖器BUF602設(shè)置的電路的直流工作點(diǎn)進(jìn)行交流耦合（在低頻下提供高通極）。這個(gè)緩沖器為高頻提供非常低的輸出阻抗，以保持精確的濾波器特征。如果該源是一個(gè)直流耦合信號(hào)，已經(jīng)偏置到OPA2830輸入CMR的工作范圍內(nèi)，這些電容和中點(diǎn)偏置可以被去除。為了獲得所需的5MHz截止，濾波器的輸入電阻實(shí)際上是119Ω。這在圖79中實(shí)現(xiàn)，作為直流偏置網(wǎng)絡(luò)的一部分，差分輸入每一半上的兩個(gè)238Ω電阻器的并聯(lián)組合。如果拆下BUF602，這些電阻器應(yīng)折疊回單個(gè)119Ω輸入電阻器。

以這種方式實(shí)現(xiàn)直流偏置也會(huì)使差分信號(hào)衰減一半。通過將放大器增益設(shè)置為2V/V以獲得從輸入到輸出的netunity增益濾波器特性，可以恢復(fù)這一點(diǎn)。此處所示的濾波器設(shè)計(jì)也從理想分析中略微調(diào)整了電阻值，以說明放大器級(jí)的100MHz帶寬。非換向輸入處的濾波電容器顯示為兩個(gè)獨(dú)立的接地電容器。當(dāng)然，將這兩個(gè)電容器在兩個(gè)輸入端（該電路為50pF）折疊成一個(gè)電容器，以獲得相同的差分濾波特性，測試表明，兩個(gè)獨(dú)立的電容器連接到一個(gè)低阻抗點(diǎn)，可以衰減電路中存在的共模反饋，從而在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中提供更穩(wěn)定的操作。圖80顯示了圖79中濾波器的頻率響應(yīng)。

高通濾波器

圖81顯示了另一種中等供應(yīng)偏壓的方法。該方法使用旁路除法器網(wǎng)絡(luò)代替圖79中使用的緩沖器。阻抗是由構(gòu)成分頻器網(wǎng)絡(luò)的電阻的并聯(lián)組合來設(shè)置的，但是隨著頻率的增加，它看起來越來越像是電容器造成的短路。一般來說，電容值需要比所示的濾波電容值大兩到三個(gè)數(shù)量級(jí)才能使電路正常工作。

圖82顯示了圖81電路的頻率響應(yīng)。

高性能DAC跨阻放大器

高頻視頻數(shù)模轉(zhuǎn)換器（dac）有時(shí)可以受益于低失真輸出放大器，以保持其SFDR性能到現(xiàn)實(shí)世界的負(fù)載。圖83顯示了差分輸出驅(qū)動(dòng)實(shí)現(xiàn)。該圖顯示了連接到OPA2830的虛擬接地求和結(jié)的信號(hào)輸出電流，該結(jié)被設(shè)置為跨阻級(jí)或I-V轉(zhuǎn)換器。如果DAC要求其輸出端接至除接地以外的合規(guī)電壓，則適當(dāng)?shù)碾妷弘娖娇蓱?yīng)用于OPA2830的非轉(zhuǎn)換輸入端。這個(gè)電路的直流增益等于射頻。在高頻下，DAC輸出電容（圖83中的CD）將在OPA2830的噪聲增益中產(chǎn)生零，這可能導(dǎo)致閉環(huán)頻率響應(yīng)的峰值。在射頻中加入CF以補(bǔ)償噪聲增益峰值。為了實(shí)現(xiàn)平坦的跨阻頻率響應(yīng)，每個(gè)反饋網(wǎng)絡(luò)中的極點(diǎn)應(yīng)設(shè)置為：

其截止頻率f–3dB約為：

設(shè)計(jì)工具

演示固定裝置

兩塊印刷電路板（PCB）可用于協(xié)助使用OPA2830在其兩個(gè)封裝選項(xiàng)中對(duì)電路性能進(jìn)行初步評(píng)估。這兩種產(chǎn)品都是免費(fèi)提供的未填充多氯聯(lián)苯，并附有用戶指南。這些固定裝置的匯總信息如表1所示。

可在德克薩斯儀器公司網(wǎng)站上索取演示裝置通過OPA2830產(chǎn)品文件夾。

宏模型和應(yīng)用程序支持

使用SPICE對(duì)電路性能進(jìn)行計(jì)算機(jī)模擬，通常是分析OPA2830及其電路設(shè)計(jì)的一種快速方法。這對(duì)于視頻和射頻放大器電路尤其如此，因?yàn)榧纳娙莺碗姼袝?huì)對(duì)電路性能起主要作用。關(guān)于OPA2830的SPICE模型可以通過TI網(wǎng)頁獲得(www.ti.com網(wǎng)站). 應(yīng)用部門也可以提供設(shè)計(jì)協(xié)助。這些模型預(yù)測典型的小信號(hào)交流，瞬態(tài)階躍，直流性能和噪聲在各種各樣的工作條件下。模型包括數(shù)據(jù)表電氣規(guī)范中的噪聲項(xiàng)。這些型號(hào)不試圖區(qū)分封裝類型在其小信號(hào)交流性能。

操作建議

優(yōu)化電阻值

由于OPA2830是一種單位增益穩(wěn)定的電壓反饋運(yùn)算放大器，反饋和增益設(shè)置電阻器可使用范圍廣泛的電阻值。這些值的主要限制是通過動(dòng)態(tài)范圍（噪聲和失真）和寄生電容來設(shè)置的。對(duì)于非互易單位增益跟隨器應(yīng)用，反饋連接應(yīng)采用直接短路。

低于200Ω時(shí)，反饋網(wǎng)絡(luò)將呈現(xiàn)額外的輸出負(fù)載，這可能會(huì)降低OPA2830的諧波失真性能。高于1kΩ時(shí)，反饋電阻上的典型寄生電容（約0.2pF）可能會(huì)導(dǎo)致放大器響應(yīng)中的非故意頻帶限制。

一個(gè)好的經(jīng)驗(yàn)法則是將RF和RG的并行組合（見圖72）設(shè)定為小于約400Ω。組合阻抗RF | | RG與逆變輸入電容相互作用，在反饋網(wǎng)絡(luò)中增加一個(gè)極點(diǎn)，從而使正向響應(yīng)為零。假設(shè)反向節(jié)點(diǎn)上寄生2pF，保持RF | | RG<400Ω將使該極點(diǎn)保持在200MHz以上。就其本身而言，這個(gè)約束意味著反饋電阻RF可以在高增益下增加到幾個(gè)kΩ。只要射頻形成的磁極和并聯(lián)的寄生電容不在感興趣的頻率范圍內(nèi)，這是可以接受的。

在反向配置中，必須注意額外的設(shè)計(jì)考慮。RG成為輸入電阻，因此成為驅(qū)動(dòng)源的負(fù)載阻抗。如果需要阻抗匹配，可以將RG設(shè)置為所需的終端值。然而，在低反向增益時(shí)，所產(chǎn)生的反饋電阻值會(huì)對(duì)放大器輸出產(chǎn)生重要的負(fù)載。例如，如果逆變增益為2，且輸入匹配電阻為50Ω（=RG），則需要一個(gè)100Ω的反饋電阻器，這將有助于輸出負(fù)載與外部負(fù)載并聯(lián)。在這種情況下，最好同時(shí)增加RF和RG值，然后用第三個(gè)接地電阻實(shí)現(xiàn)輸入匹配阻抗（見圖84）。總輸入阻抗變成RG和附加并聯(lián)電阻的并聯(lián)組合。

帶寬與增益：無反轉(zhuǎn)操作

隨著信號(hào)增益的增加，電壓反饋運(yùn)放的閉環(huán)帶寬逐漸減小。理論上，這種關(guān)系用規(guī)范中顯示的增益帶寬積（GBP）來描述。理想情況下，用GBP除以無反轉(zhuǎn)信號(hào)增益（也稱為噪聲增益，或NG）可以預(yù)測閉環(huán)帶寬。實(shí)際上，這只在相位裕度接近90°時(shí)成立，就像在高增益配置中一樣。在低增益（增加反饋因子）時(shí)，大多數(shù)放大器將表現(xiàn)出較復(fù)雜的響應(yīng)，相位裕度較低。OPA2830經(jīng)過補(bǔ)償，在非可逆增益為2的情況下給出了輕微的峰值響應(yīng)（見圖72）。這導(dǎo)致105MHz的典型增益為+2帶寬，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過105MHz GBP除以2的預(yù)測值。增加增益將使相位裕度接近90°，帶寬更接近預(yù)測值（GBP/NG）。當(dāng)增益為+10時(shí)，電特性中顯示的10MHz帶寬與使用簡單公式和105MHz的典型GBP預(yù)測的帶寬一致。

增益為+2的頻率響應(yīng)可以通過將噪聲增益增加到3來實(shí)現(xiàn)異常平坦。在不影響+2信號(hào)增益的情況下，一種方法是在兩個(gè)輸入端添加一個(gè)2.55kΩ電阻器，如圖77所示。在單位增益（電壓跟隨器）應(yīng)用中，可以使用類似的技術(shù)來減少峰值。例如，通過在兩個(gè)運(yùn)算放大器輸入端使用一個(gè)750Ω反饋電阻器和一個(gè)750Ω電阻器，電壓跟隨器響應(yīng)將類似于圖71中的+2響應(yīng)增益。進(jìn)一步降低運(yùn)算放大器輸入端的電阻值將進(jìn)一步抑制因噪聲增益增加而引起的頻率響應(yīng)。與±5V相比，OPA2830在單電源（+5V）工作時(shí)顯示出最小的帶寬減少。這種最小的減少是因?yàn)閮?nèi)部偏置控制電路在電源引腳之間的總電源電壓改變時(shí)保持幾乎恒定的靜態(tài)電流。

反轉(zhuǎn)放大器操作

所有熟悉的運(yùn)算放大器應(yīng)用電路都可以與OPA2830一起提供給設(shè)計(jì)者。圖84是典型的逆變配置，圖70中的輸入/輸出阻抗和信號(hào)增益保留在逆變電路中配置。反轉(zhuǎn)操作是更常見的要求之一，它提供了一些性能優(yōu)勢。它還允許輸入偏向于VS/2，沒有任何凈空問題。輸出電壓可以獨(dú)立地移動(dòng)到輸出電壓范圍內(nèi)與耦合電容，或偏置調(diào)整電阻。

在反向配置中，必須注意三個(gè)關(guān)鍵的設(shè)計(jì)考慮因素。首先要考慮的是增益電阻（RG）成為信號(hào)通道輸入阻抗。如果需要輸入阻抗匹配（每當(dāng)信號(hào)通過電纜、雙絞線、長PC板跡線或其他傳輸線導(dǎo)體耦合時(shí)，這是有益的），可以將RG設(shè)置為所需的終端值，并調(diào)整RF以獲得所需的增益。這是最簡單的方法，可以獲得最佳的帶寬和噪聲性能。

然而，在低反向增益時(shí)，所產(chǎn)生的反饋電阻值可以為放大器輸出提供一個(gè)重要的負(fù)載。對(duì)于2的反向增益，將RG設(shè)置為50Ω以進(jìn)行輸入匹配，無需RM，但需要100Ω反饋電阻器。這種結(jié)構(gòu)有一個(gè)有趣的優(yōu)點(diǎn)，即對(duì)于50Ω源阻抗，噪聲增益等于2，這與上面所考慮的非轉(zhuǎn)換電路相同。放大器輸出現(xiàn)在將看到與外部負(fù)載并聯(lián)的100Ω反饋電阻器。通常，反饋電阻應(yīng)限制在200Ω到1.5kΩ的范圍內(nèi)。在這種情況下，最好同時(shí)增大RF和RG值，如圖84所示，然后用第三個(gè)電阻（RM）實(shí)現(xiàn)輸入匹配阻抗接地。總輸入阻抗變成RG和RM的并聯(lián)組合。

上一段提到的第二個(gè)主要考慮因素是信號(hào)源阻抗成為噪聲增益方程的一部分，從而影響帶寬。對(duì)于圖84中的示例，RM值與外部50Ω源阻抗（在高頻下）并聯(lián)組合，產(chǎn)生50Ω| | 57.6Ω=26.8Ω的有效驅(qū)動(dòng)阻抗。該阻抗與RG串聯(lián)，用于計(jì)算噪聲增益。對(duì)于圖84，產(chǎn)生的噪聲增益為2.87，而如果如上所述可以消除RM，則只有2。因此，圖84中增益為–2電路的帶寬（NG=+2.87）將低于圖70中增益為+2電路的帶寬。

逆變放大器設(shè)計(jì)中的第三個(gè)重要考慮因素是在無反轉(zhuǎn)輸入端設(shè)置偏置電流抵消電阻器（RT=750Ω的并聯(lián)組合）。如果將該電阻設(shè)置為從逆變節(jié)點(diǎn)向外看的總直流電阻，則由輸入偏置電流引起的輸出直流誤差將減小為（輸入偏移電流）乘以RF。當(dāng)直流閉鎖電容器與RG串聯(lián)時(shí)，圖84中，從逆變模式看出來的直流電源阻抗僅為RF=750Ω。為了減少電阻和電源饋通引入的額外高頻噪聲，RT被電容器旁路。

輸出電流和電壓

OPA2830提供了出色的輸出電壓能力。對(duì)于+5V電源，在+25°C的空載條件下，輸出電壓相對(duì)于任一電源軌的擺幅通常小于90mV。

最低規(guī)定的輸出電壓和電流規(guī)格通過最壞情況下的模擬設(shè)定在最冷的溫度極限。只有在冷啟動(dòng)時(shí)，輸出電流和電壓才會(huì)降低到保證表中所示的數(shù)值。當(dāng)輸出晶體管提供功率時(shí)，它們的結(jié)溫會(huì)升高，降低它們的vbe（增加可用的輸出電壓擺幅）和增加它們的電流增益（增加可用的輸出電流）。在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行中，由于輸出級(jí)結(jié)溫將高于規(guī)定的最低工作環(huán)境溫度，因此可用輸出電壓和電流將始終大于超溫規(guī)范中所示的值。

驅(qū)動(dòng)電容性負(fù)載

對(duì)運(yùn)算放大器來說，最苛刻也是最常見的負(fù)載條件之一就是電容負(fù)載。通常，電容性負(fù)載是ADC包括建議用于改善ADC線性度的附加外部電容。像OPA2830這樣的高速、高開環(huán)增益放大器，當(dāng)電容性負(fù)載直接施加在輸出引腳上時(shí)，其穩(wěn)定性和閉環(huán)響應(yīng)峰值非常敏感。當(dāng)主要考慮的是頻率響應(yīng)平坦度、脈沖響應(yīng)保真度和/或失真度時(shí)，最簡單和最有效的解決方案是通過在放大器輸出和電容性負(fù)載之間插入一個(gè)串聯(lián)的隔離電阻，將電容性負(fù)載與反饋環(huán)隔離開。

典型的特性曲線顯示了推薦的RS與電容性負(fù)載以及負(fù)載下產(chǎn)生的頻率響應(yīng)。大于2pF的寄生電容性負(fù)載會(huì)開始降低OPA2830的性能。很長的PC板軌跡、不匹配的電纜以及與多個(gè)設(shè)備的連接很容易超過此值。始終仔細(xì)考慮這種影響，并盡可能靠近輸出引腳添加推薦的串聯(lián)電阻器（參見電路板布局指南部分）。

設(shè)置RS電阻器的標(biāo)準(zhǔn)是負(fù)載處的最大帶寬、平坦頻率響應(yīng)。當(dāng)增益為+2時(shí)，輸出引腳處的頻率響應(yīng)在沒有電容性負(fù)載的情況下已經(jīng)稍微達(dá)到峰值，需要相對(duì)較高的RS值來平坦負(fù)載下的響應(yīng)。增加噪聲增益也會(huì)降低峰值（見圖77）。

失真性能

OPA2830在150Ω負(fù)載下具有良好的失真性能。與其他解決方案相比，它在更輕的負(fù)載和/或在單+3V電源上運(yùn)行提供了卓越的性能。一般來說，在基波信號(hào)達(dá)到非常高的頻率或功率水平之前，二次諧波將主導(dǎo)失真，而三次諧波分量可以忽略不計(jì)。然后聚焦于二次諧波，增加負(fù)載阻抗直接改善失真。請(qǐng)記住，總負(fù)載包括反饋網(wǎng)絡(luò)；在非反轉(zhuǎn)配置（見圖72）中，這是RF+RG的總和，而在反向配置中，只需將RF與實(shí)際負(fù)載并聯(lián)。運(yùn)行差分抑制二次諧波，如差分典型特性曲線所示。

噪聲性能

高轉(zhuǎn)換率、單位增益穩(wěn)定、電壓反饋運(yùn)算放大器通常以較高的輸入噪聲電壓為代價(jià)來實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換率。然而，OPA2830的9.2nV/√Hz輸入電壓噪聲遠(yuǎn)低于同類放大器。輸入?yún)⒖茧妷涸肼暫蛢蓚€(gè)輸入?yún)⒖茧娏髟肼曧?xiàng)（2.8pA/√Hz）結(jié)合在一起，可在各種工作條件下提供低輸出噪聲。圖85顯示運(yùn)算放大器噪聲分析模型，包括所有噪聲項(xiàng)。在這個(gè)模型中，所有的噪聲項(xiàng)都被認(rèn)為是噪聲電壓或電流密度項(xiàng)，單位為nV/√Hz或pA/。

總輸出斑點(diǎn)噪聲電壓可以計(jì)算為所有平方輸出噪聲電壓貢獻(xiàn)者和的平方根。方程1顯示了使用圖85中所示術(shù)語的輸出噪聲電壓的一般形式：

將該表達(dá)式除以噪聲增益（NG=（1+RF/RG））將得到無反轉(zhuǎn)輸入處的等效輸入?yún)⒖键c(diǎn)噪聲電壓，如等式2所示：

對(duì)圖70所示電路和元件值的這兩個(gè)方程進(jìn)行評(píng)估，將得到19.3nV/√Hz的總輸出點(diǎn)噪聲電壓和9.65nV/√Hz的總等效輸入點(diǎn)噪聲電壓。這包括由電阻器增加的噪聲。這個(gè)總輸入?yún)⒖键c(diǎn)噪聲電壓并不比僅運(yùn)算放大器電壓噪聲的9.2nV/√Hz規(guī)格高多少。

直流精度和偏移控制

寬帶電壓反饋運(yùn)算放大器的平衡輸入級(jí)允許在各種應(yīng)用中獲得良好的直流輸出精度。與同類產(chǎn)品相比，OPA2830的電源電流微調(diào)提供了更嚴(yán)格的控制。雖然每個(gè)輸入端之間的輸入端5通常需要較高的電流匹配偏差（盡管這可能會(huì)導(dǎo)致輸入端之間的電流偏差相對(duì)較高）。這是通過匹配出現(xiàn)在兩個(gè)輸入端的直流源電阻來實(shí)現(xiàn)的。使用最壞情況+25°C輸入偏移電壓和電流規(guī)格，評(píng)估圖72的配置（其具有匹配的直流輸入電阻），得出最壞情況下的輸出偏移電壓等于：

•（NG=直流條件下的不可逆信號(hào)增益）

•±（NG×VOS（最大））+（RF×IOS（最大））

•=±（2×7.5mV）נ（375Ω×1.1μA）

•=±15.41mV

通常需要微調(diào)輸出偏移零點(diǎn)或直流工作點(diǎn)調(diào)整。在運(yùn)算放大器電路中引入直流偏移控制有很多種技術(shù)。這些技術(shù)大多是基于通過反饋電阻增加直流電流。在選擇偏移微調(diào)方法時(shí)，一個(gè)關(guān)鍵考慮因素是對(duì)期望信號(hào)路徑頻率響應(yīng)的影響。如果信號(hào)路徑是非可逆的，則最好將偏移控制作為逆變和信號(hào)應(yīng)用，以避免與信號(hào)源的交互。如果信號(hào)路徑要反轉(zhuǎn)，可以考慮對(duì)非反轉(zhuǎn)輸入應(yīng)用偏移控制。通過比信號(hào)通路電阻大得多的電阻值將直流偏置電流引入逆變輸入節(jié)點(diǎn)。這將確保調(diào)節(jié)電路對(duì)環(huán)路增益和頻率響應(yīng)的影響最小。

熱分析

最大期望結(jié)溫將設(shè)置允許的最大內(nèi)部功耗，如下所述。在任何情況下，最高結(jié)溫不得超過+150°C。

工作結(jié)溫度（TJ）由TA+PD×θJA給出。總內(nèi)部功耗（PD）是靜態(tài)功率（PDQ）和輸出級(jí)（PDL）消耗的附加功率之和。靜態(tài)功率就是指定的空載供電電流乘以整個(gè)部件的總供電電壓。當(dāng)PDL的輸出電壓為4/a時(shí)，PDL的輸出電壓為4/V，而PDL的輸出電壓為4/V。在此條件下，PDL=VS2/（16×RL），其中RL包括反饋網(wǎng)絡(luò)負(fù)載。

注意，決定內(nèi)部功耗的是輸出級(jí)的功率，而不是負(fù)載。

作為最壞情況的例子，使用圖72電路中的OPA2830（MSOP-8封裝）計(jì)算最大TJ，該電路在+85°C的最高規(guī)定環(huán)境溫度下運(yùn)行，并在兩個(gè)輸出端以+2.5VDC的電壓驅(qū)動(dòng)150Ω負(fù)載。

盡管這仍遠(yuǎn)低于規(guī)定的最高結(jié)溫，但出于系統(tǒng)可靠性考慮，可能需要較低的保證結(jié)溫。如果負(fù)載要求在高輸出電壓下將電流強(qiáng)制輸入輸出，或者在低輸出電壓下從輸出端獲得電流，則可能出現(xiàn)最高的內(nèi)部損耗。這使得高電流通過輸出晶體管中的一個(gè)大的內(nèi)部電壓降。

電路板布局指南

要獲得最佳的性能與高頻放大器像OPA2830需要仔細(xì)注意板布局寄生和外部元件類型。優(yōu)化性能的建議包括：

a）、將所有信號(hào)輸入/輸出引腳對(duì)任何交流接地的寄生電容降至最低。輸出端和反向輸入端上的寄生電容會(huì)導(dǎo)致不穩(wěn)定：在非換向輸入端，它會(huì)與源阻抗發(fā)生反應(yīng)，導(dǎo)致無意的帶寬限制。為了減少不必要的電容，信號(hào)I/O引腳周圍的所有地面和電源平面上都應(yīng)該打開一個(gè)窗口。否則，地面和動(dòng)力飛機(jī)應(yīng)該在其他地方保持完整。

b）、縮短距離（<0.25”）從電源引腳到高頻0.1μF去耦電容器。在設(shè)備引腳處，接地和電源平面布局不應(yīng)靠近信號(hào)輸入/輸出引腳。避免狹窄的電源和接地痕跡，以盡量減少引腳和去耦電容器之間的電感。每個(gè)電源連接應(yīng)始終與其中一個(gè)電容器斷開連接。兩個(gè)電源之間的可選電源去耦電容器（0.1μF）（用于雙極操作）將改善二次諧波失真性能。主電源引腳上還應(yīng)使用較大的（2.2μF至6.8μF）去耦電容器，在較低頻率下有效。這些可以放置在離設(shè)備稍遠(yuǎn)的地方，并且可以在PC板的相同區(qū)域中的多個(gè)設(shè)備之間共享。

c）、仔細(xì)選擇和放置外部元件將保持高頻性能。電阻器應(yīng)為非常低的電抗類型。表面貼裝電阻工作最好，并允許更緊湊的整體布局。金屬薄膜或碳成分軸向引線電阻器也能提供良好的高頻性能。同樣，保持他們的導(dǎo)線和PC板痕跡盡可能短。切勿在高頻應(yīng)用中使用線繞式電阻器。由于輸出引腳和逆變輸入引腳對(duì)寄生電容最為敏感，因此始終將反饋和串聯(lián)輸出電阻（如有）盡可能靠近輸出引腳。其他網(wǎng)絡(luò)元件，如非轉(zhuǎn)換輸入端接電阻器，也應(yīng)放在靠近封裝的地方。如果允許雙面元件安裝，將反饋電阻器直接放置在電路板另一側(cè)的封裝下方，位于輸出和反向輸入引腳之間。即使低寄生電容分流外部電阻，過高的電阻值也會(huì)產(chǎn)生顯著的時(shí)間常數(shù)，從而降低性能。好的軸向金屬膜或表面貼裝電阻器與電阻器并聯(lián)時(shí)大約有0.2pF。對(duì)于電阻值>1.5kΩ，該寄生電容會(huì)在500MHz以下增加一個(gè)極和/或零，從而影響電路運(yùn)行。保持電阻值盡可能低，以符合負(fù)載驅(qū)動(dòng)的考慮。典型特性中使用的750Ω反饋是設(shè)計(jì)的良好起點(diǎn)。

d）、與板上其他寬帶設(shè)備的連接可以通過短的直接記錄道或通過板載傳輸線進(jìn)行。對(duì)于短連接，將跟蹤和到下一個(gè)設(shè)備的輸入視為集中電容負(fù)載。應(yīng)使用相對(duì)較寬的跡線（50至100 mils），最好在其周圍打開地面和動(dòng)力飛機(jī)。估計(jì)總電容負(fù)荷，并根據(jù)推薦的典型特性曲線RS與電容性負(fù)荷設(shè)定RS。低寄生電容性負(fù)載（<5pF）可能不需要RS，因?yàn)镺PA2830名義上是補(bǔ)償?shù)模梢栽?pF寄生負(fù)載下工作。當(dāng)信號(hào)增益增加（增加空載相位裕度）時(shí)，允許無RS的更高寄生電容負(fù)載。如果需要較長的記錄道，并且雙端接傳輸線固有的6dB信號(hào)損耗是可接受的，則使用微帶線或帶狀線技術(shù)實(shí)現(xiàn)匹配阻抗傳輸線（請(qǐng)參閱有關(guān)微帶和帶狀線布局技術(shù)的ECL設(shè)計(jì)手冊）。50Ω環(huán)境通常不需要船上，事實(shí)上，更高的阻抗環(huán)境將改善失真，如失真與負(fù)載的關(guān)系所示陰謀。與定義的特征電路板軌跡阻抗（基于電路板材料和軌跡尺寸），在OPA2830輸出端的跟蹤中使用匹配的串聯(lián)電阻器以及目的地輸入端的端接分流電阻器設(shè)備。記得嗎終端阻抗應(yīng)為并聯(lián)電阻和目的裝置輸入阻抗的并聯(lián)組合；該總有效阻抗應(yīng)設(shè)置為匹配跟蹤阻抗。如果雙端接傳輸線的6dB衰減不可接受，則長記錄道只能在源端串聯(lián)端接。在這種情況下，將軌跡視為電容性負(fù)載，并設(shè)置串聯(lián)電阻值，如推薦的RS與電容性負(fù)載的典型特性曲線所示。這將無法保持信號(hào)完整性以及雙端接線路。如果目的設(shè)備的輸入阻抗較低，則由于串聯(lián)輸出形成的分壓器進(jìn)入終端阻抗，會(huì)有一些信號(hào)衰減。

e）、不建議套接高速零件。插座引入的額外引線長度和管腳間電容會(huì)產(chǎn)生非常麻煩的寄生網(wǎng)絡(luò)，幾乎不可能實(shí)現(xiàn)平滑、穩(wěn)定的頻率響應(yīng)。將OPA2830焊接到電路板上可獲得最佳效果。

輸入和ESD保護(hù)

OPA2830采用非常高速的互補(bǔ)雙極工藝制造。對(duì)于這些非常小的幾何器件，內(nèi)部結(jié)擊穿電壓相對(duì)較低。這些細(xì)分反映在絕對(duì)最大評(píng)級(jí)表中。如圖86所示，所有ESD管腳都受到保護(hù)，如圖86所示。

這些二極管提供適度的保護(hù)，以輸入高于電源的過驅(qū)動(dòng)電壓。保護(hù)二極管通常可支持30mA連續(xù)電流。如果可能有更高的電流（即，在帶有±15V電源部件驅(qū)動(dòng)至OPA2830的系統(tǒng)中），應(yīng)在兩個(gè)輸入端添加限流串聯(lián)電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因?yàn)楦咧禃?huì)降低噪聲性能和頻率響應(yīng)。

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