特征

場(chǎng)效應(yīng)晶體管輸入放大器

1 pA輸入偏置電流

低成本

高速：145 MHz，−3 dB帶寬（G=+1）

180 V/μs轉(zhuǎn)換速率（G=+2）

低噪音

7 nV/√Hz（f=10 kHz）

0.6 fA/√赫茲（f=10千赫）

寬電源電壓范圍：5 V至24 V

單電源和軌對(duì)軌輸出

低偏移電壓最大1.5 mV

高共模抑制比：−100 dB

出色的變形規(guī)范

SFDR−88 dB@1兆赫

低功率：6.4 mA/放大器典型電源電流

無相位反轉(zhuǎn)

小包裝：SOIC-8、SOT-23-5和MSOP

應(yīng)用

儀器儀表

光電二極管前置放大器

過濾器

A/D驅(qū)動(dòng)器

水平位移

緩沖

一般說明

AD8065/AD8066 FastFET放大器是電壓反饋放大器，F(xiàn)ET輸入提供高性能和易用性。AD8065是單放大器，AD8066是雙放大器。這些放大器是在Analog Devices，Inc.專有的XFCB工藝中開發(fā)的，允許極低的噪聲操作（7.0 nV/√Hz和0.6 fA/√Hz）以及非常高的輸入阻抗。

AD8065/AD8066具有從5v到24v的寬電源電壓范圍，能夠在單電源上工作，帶寬為145mhz，設(shè)計(jì)用于多種應(yīng)用。為了增加多功能性，放大器還包含軌對(duì)軌輸出。

盡管成本低，放大器提供了優(yōu)良的整體性能。差分增益和相位誤差分別為0.02%和0.02°，加上0.1db的平坦度達(dá)到7mhz，使這些放大器成為視頻應(yīng)用的理想選擇。此外，它們還提供180 V/μs的高轉(zhuǎn)換率、出色的失真（SFDR為−88 dB@1 MHz）、極高的共模抑制−100 dB，以及在預(yù)熱條件下最大1.5 mV的低輸入偏移電壓。AD8065/AD8066僅使用6.4 mA/放大器的典型電源電流進(jìn)行操作，并且能夠提供高達(dá)30 mA的負(fù)載電流。

AD8065/AD8066是高性能、高速，小型封裝的FET輸入放大器：SOIC-8、MSOP-8和SOT-23-5。它們的額定工作溫度范圍為−40°C至+85°C。

連接圖

最大功耗

AD8065/AD8066封裝的最大安全功耗受到芯片上結(jié)溫（TJ）的相關(guān)上升的限制。封裝模具的塑料將局部達(dá)到結(jié)溫。在大約150°C（即玻璃化溫度）下，塑料將改變其性能。即使暫時(shí)超過這個(gè)溫度限制，也會(huì)改變封裝對(duì)模具施加的應(yīng)力，永久改變AD8065/AD8066的參數(shù)性能。長(zhǎng)時(shí)間超過175℃的結(jié)溫會(huì)導(dǎo)致硅器件發(fā)生變化，可能導(dǎo)致故障。

封裝和PCB的靜態(tài)空氣熱特性（θJA）、環(huán)境溫度（TA）和封裝中消耗的總功率（PD）決定了芯片的結(jié)溫。結(jié)溫可計(jì)算為:

封裝中的功耗（PD）是靜態(tài)功耗和封裝中由于負(fù)載驅(qū)動(dòng)而消耗的所有輸出功率之和。靜態(tài)功率是電源引腳之間的電壓（VS）乘以靜態(tài)電流（is）。假設(shè)負(fù)載（RL）是指中供，則總驅(qū)動(dòng)功率為VS/2×IOUT，其中一部分在封裝中耗散，另一部分在負(fù)載（VOUT×IOUT）中耗散。總驅(qū)動(dòng)功率和負(fù)載功率之差是封裝中消耗的驅(qū)動(dòng)功率。

應(yīng)考慮RMS輸出電壓。如果RL參考VS−，如在單電源操作中，則總驅(qū)動(dòng)功率為VS×IOUT。

如果rms信號(hào)電平不確定，則考慮最壞的情況，當(dāng)從RL到midsupply的VOUT=VS/4。

在RL參考VS−的單電源操作中，最壞情況是VOUT=VS/2。

氣流會(huì)增加散熱，有效降低θJA。此外，更多的金屬直接接觸到封裝導(dǎo)線，從金屬痕跡、通孔、接地和電源平面將減小θJA。如布局、接地和旁路注意事項(xiàng)一節(jié)所述，必須小心將高速運(yùn)算放大器輸入引線的寄生電容降到最低。

圖3顯示了JEDEC標(biāo)準(zhǔn)4層板上SOIC（125°C/W）、SOT-23（180°C/W）和MSOP（150°C/W）封裝的最大安全功耗。θJA值是近似值。

輸出短路

將AD8065/AD8066的輸出對(duì)地短路或消耗過大電流可能會(huì)導(dǎo)致災(zāi)難性故障。

典型性能特征

默認(rèn)條件：±5 V，CL=5 pF，RL=1 kΩ，VOUT=2 V p-p，溫度=25°C。

測(cè)試電路

SOIC-8插腳

操作理論

AD8065/AD8066是一種電壓反饋運(yùn)算放大器，它將激光微調(diào)JFET輸入級(jí)與模擬器件超快互補(bǔ)雙極（XFCB）工藝相結(jié)合，從而實(shí)現(xiàn)了精度和速度的完美結(jié)合。電源電壓范圍為5 V至24 V。放大器具有專利的軌對(duì)軌輸出級(jí)，能夠驅(qū)動(dòng)0.5伏的電源，同時(shí)源或下沉高達(dá)30毫安。從正電源到負(fù)電源的3級(jí)電源中，也有一個(gè)負(fù)電源模式。超過JFET輸入范圍的操作是可能的，因?yàn)檩o助雙極性輸入級(jí)與輸入電壓一起工作直到正電源。放大器的工作方式就好像它們有一個(gè)軌對(duì)軌輸入，并且在電源內(nèi)沒有共模電壓的相位反轉(zhuǎn)行為。

AD8065/AD8066具有7 nV/√Hz的電壓噪聲和1 MHz 2 V p-p信號(hào)的−88 dBc失真，是高分辨率數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的理想選擇。他們的低噪聲，亞pA輸入電流，精確偏移，和高速使他們成為快速光電二極管應(yīng)用的極好的前置放大器。AD8065/AD8066的速度和輸出驅(qū)動(dòng)能力也使它們?cè)谝曨l應(yīng)用中非常有用。

閉環(huán)頻率響應(yīng)

AD8065/AD8066是典型的電壓反饋放大器，其開環(huán)頻率響應(yīng)可近似為圖53所示的積分器響應(yīng)。逆變和非逆變配置的基本閉環(huán)頻率響應(yīng)可從所示示意圖中得出。

非可逆閉環(huán)頻率響應(yīng)

傳遞函數(shù)的求解

其中fcrossover是放大器的開環(huán)增益等于0 db的頻率

閉環(huán)−3 dB頻率

逆變閉環(huán)頻率響應(yīng)

閉環(huán)−3 dB頻率

閉環(huán)帶寬與運(yùn)放電路的噪聲增益成反比（RF+RG）/RG。這個(gè)簡(jiǎn)單的模型對(duì)于噪聲增益大于2時(shí)是精確的。由于實(shí)際運(yùn)算放大器的頻率響應(yīng)中存在其它極點(diǎn)的影響，噪聲增益在2或以下的電路的實(shí)際帶寬將高于用該模型預(yù)測(cè)的帶寬。

圖54顯示了電壓反饋放大器的直流誤差。非反轉(zhuǎn)配置

如果RS=RF | | | RG，則由Ib+和Ib-引起的電壓誤差最小（盡管AD8065的輸入電流超過溫度低于20pa，這可能不是問題）。為了包括共模和電源抑制效應(yīng)，總VO可以建模為：

VOSnom是在標(biāo)稱條件下規(guī)定的偏移電壓，∆VS是電源相對(duì)于標(biāo)稱條件的變化，PSR是電源抑制，∆VCM是共模電壓相對(duì)于標(biāo)稱條件的變化，CMR是共模抑制。

寬帶操作

圖42至圖44顯示了用于增益為+1、+2和-1的寬帶特性化電路。求和結(jié)（RF | | RG）處的源阻抗將在放大器的環(huán)路響應(yīng)中形成一個(gè)極點(diǎn)，放大器的輸入電容為6.6 pF。如果形成的時(shí)間常數(shù)太低，則可能導(dǎo)致峰值和響鈴。建議使用300Ω至1 kΩ的反饋電阻，因?yàn)樗鼈儾粫?huì)過度降低放大器的負(fù)載，并且形成的時(shí)間常數(shù)也不會(huì)太低。頻率響應(yīng)中的峰值可以通過與反饋電阻并聯(lián)的小電容器（CF）進(jìn)行補(bǔ)償，如圖12所示。這顯示了不同的反饋電容對(duì)非互易G=+2放大器峰值和帶寬的影響。

為了獲得最佳的穩(wěn)定時(shí)間和最佳失真，AD8065/AD8066輸入端的阻抗應(yīng)匹配。這將降低交流性能的非線性共模電容效應(yīng)最小化。

實(shí)際失真性能取決于許多變量：

•應(yīng)用的閉環(huán)增益

•無論是反轉(zhuǎn)還是非反轉(zhuǎn)

•放大器負(fù)載

•信號(hào)頻率和振幅

•電路板布局

另請(qǐng)參見圖16至圖20。低增益逆變應(yīng)用中使用的AD8065將獲得最低的失真，因?yàn)檫@消除了共模效應(yīng)。較高的閉環(huán)增益會(huì)導(dǎo)致更差的失真性能。

輸入保護(hù)

AD8065/AD8066的輸入用返回保護(hù)-輸入端子之間的背極二極管以及電源的ESD二極管。這使得輸入級(jí)具有皮安的輸入電流，能夠承受高達(dá)1500伏的靜電放電事件（人體模型）而不會(huì)退化。

通過保護(hù)裝置的過度功耗會(huì)破壞或降低放大器的性能。大于0.7 V的不同電壓將產(chǎn)生大約（| V+−V−0.7 V）/RI的輸入電流，其中RI是與輸入串聯(lián)的電阻。對(duì)于超出正電源的輸入電壓，輸入電流約為（VI−VCC−0.7）/RI。除負(fù)電源外，輸入電流約為（VI−VEE+0.7）/RI。如果放大器的輸入要承受大于0.7V的持續(xù)差分電壓或放大器電源以外的輸入電壓，則輸入電流應(yīng)通過適當(dāng)尺寸的輸入電阻器（RI）限制在30mA內(nèi)，如圖55所示。

熱因素

在24伏電源和6.5毫安靜態(tài)電流下，AD8065在無負(fù)載的情況下消耗156毫瓦。AD8066的功耗為312兆瓦。這會(huì)導(dǎo)致明顯的熱效應(yīng)，特別是在小型SOT-23-5（160°C/W的熱阻）中。VOS溫度漂移被調(diào)整以保證最大漂移為17μV/°C，因此，由于SOT-23-5封裝中的AD8065/AD8066在24 V下的預(yù)熱效應(yīng)，其變化可達(dá)0.425 mV。

溫度每升高10°C，Ib增加1.7倍。與單一的5V電源相比，24 V電源的Ib值將高出近5倍。

重負(fù)載將增加功耗并提高芯片結(jié)溫度，如最大功耗部分所述。注意不要超過封裝的額定功耗。

輸入和輸出過載行為

AD8065/AD8066具有內(nèi)部電路，以防止由于過驅(qū)動(dòng)輸入級(jí)而引起的相位反轉(zhuǎn)。輸入級(jí)的簡(jiǎn)化示意圖，包括輸入保護(hù)二極管和反相電路，如圖56所示。

當(dāng)輸入共模電壓超過一定閾值時(shí)，輸入JFET對(duì)的偏置電流將關(guān)閉，輔助NPN對(duì)的偏置電流將接通，從而接管放大器的控制。當(dāng)輸入共模電壓恢復(fù)到一個(gè)可行的工作值時(shí)，F(xiàn)ET級(jí)重新接通，NPN級(jí)關(guān)斷，恢復(fù)正常工作。

NPN對(duì)可以在輸入電壓達(dá)到正電源的情況下維持運(yùn)行，因此這是一個(gè)偽軌對(duì)軌輸入級(jí)。對(duì)于超出FET級(jí)共模限制的操作，放大器的V將改變?yōu)镹PN對(duì)的偏移（平均值為160μV，標(biāo)準(zhǔn)偏差為820μV），并且I將增加到NPN對(duì)的基極電流，達(dá)到45μA（見圖32）。操作系統(tǒng)b切換或恢復(fù)時(shí)間大約為100ns，見圖27。

軌對(duì)軌輸出級(jí)的輸出晶體管具有電路，以限制輸出過驅(qū)動(dòng)時(shí)的飽和程度。這有助于輸出恢復(fù)時(shí)間。圖24所示為±5 V電源上0.5 V輸出過驅(qū)動(dòng)的輸出恢復(fù)。

布局、接地和旁路注意事項(xiàng)

電源旁路

電源管腳實(shí)際上是輸入端，必須小心，以便應(yīng)用無噪聲穩(wěn)定的直流電壓。旁路電容器的目的是在所有頻率下從電源到地面產(chǎn)生低阻抗，從而分流或過濾大部分噪聲。

解耦方案的設(shè)計(jì)，以最小化旁路阻抗在所有頻率與并聯(lián)組合電容器。0.1μF（X7R或NPO）片式電容器至關(guān)重要，應(yīng)盡可能靠近放大器封裝。在大多數(shù)情況下，在高頻率下，每個(gè)電容器只需要一個(gè)4μ的鉭。

接地

在密集封裝的PC板中，接地板層對(duì)于分散電流以最小化寄生電感非常重要。然而，了解電流在電路中的流動(dòng)位置對(duì)于實(shí)現(xiàn)有效的高速電路設(shè)計(jì)至關(guān)重要。電流路徑的長(zhǎng)度與寄生電感的大小成正比，因此與路徑的高頻阻抗成正比。感應(yīng)接地回路中的高速電流會(huì)產(chǎn)生不必要的電壓噪聲。

高頻旁路電容器引線的長(zhǎng)度是最關(guān)鍵的。旁路接地中的寄生電感將對(duì)旁路電容器產(chǎn)生的低阻抗起作用。將旁路電容器的接地線放在同一物理位置。由于負(fù)載電流也來自電源，負(fù)載阻抗的接地應(yīng)與旁路電容器接地位于同一物理位置。對(duì)于在較低頻率下有效的較大值電容器，電流回流路徑距離不那么重要。

泄漏電流

不良的PC板布局、污染物和電路板絕緣體材料會(huì)產(chǎn)生比AD8065/AD8066輸入偏置電流大得多的泄漏電流。輸入端和附近運(yùn)行之間的任何電壓差都會(huì)通過PC板絕緣體產(chǎn)生泄漏電流，例如，1 V/100 GΩ=10 pA。同樣，電路板上的任何污染物都會(huì)造成嚴(yán)重的泄漏（皮膚油是一個(gè)常見問題）。為了顯著減少泄漏，在輸入端和輸入端周圍加一個(gè)保護(hù)環(huán)（屏蔽），輸入端和輸入端的電壓電勢(shì)相同。這樣，輸入端和周圍區(qū)域之間就沒有電壓電勢(shì)來設(shè)置任何泄漏電流。為了使保護(hù)環(huán)完全有效，它必須由一個(gè)相對(duì)低阻抗的電源驅(qū)動(dòng)，并且應(yīng)該使用一個(gè)多層板完全包圍輸入引線的所有側(cè)面，上面和下面。

另一個(gè)可能導(dǎo)致泄漏電流的效應(yīng)是絕緣體材料本身的電荷吸收。盡量減少輸入導(dǎo)線和護(hù)環(huán)之間的材料量將有助于減少吸收。此外，在某些情況下，可能需要低吸收材料，如Teflon®或陶瓷。

輸入電容

隨著旁路和接地，高速放大器可以敏感的寄生電容之間的輸入和接地。少量的電容會(huì)在高頻時(shí)降低輸入阻抗，進(jìn)而增加放大器的增益，導(dǎo)致頻率響應(yīng)峰值甚至振蕩，如果嚴(yán)重的話。建議將連接到輸入引腳的外部無源元件放置在盡可能靠近輸入的位置，以避免寄生電容。地面和電源平面必須與電路板所有層的輸入引腳保持很小的距離。

輸出電容

在較小程度上，輸出上的寄生電容會(huì)導(dǎo)致頻率響應(yīng)的峰值和振鈴。有兩種方法可以有效地最小化它們的影響。

•如圖57所示，將一個(gè)小值電阻器（RS）與輸出串聯(lián)，以將負(fù)載電容器與放大器的輸出級(jí)隔離。一個(gè)好的選擇值是20Ω（參見圖10）。

•通過更高的噪聲增益增加相位裕度，或在輸出端增加一個(gè)帶有并聯(lián)電阻器和電容器的電極。

輸入輸出耦合

為了最小化輸入和輸出之間的電容耦合，輸出信號(hào)軌跡不應(yīng)與輸入平行。

寬帶光電二極管前置放大器

圖58顯示了帶有光電二極管電氣模型的I/V轉(zhuǎn)換器。基本傳遞函數(shù)是：

其中IPHOTO是光電二極管的輸出電流，RF和CF的并行組合設(shè)置了信號(hào)帶寬。

使用該前置放大器可獲得的穩(wěn)定帶寬是射頻、放大器增益帶寬乘積和放大器求和結(jié)處的總電容（包括Cs和放大器輸入電容）的函數(shù)。射頻和總電容在放大器的環(huán)路傳輸中產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)，可能導(dǎo)致峰值和不穩(wěn)定。增加CF會(huì)產(chǎn)生0在環(huán)傳輸，這補(bǔ)償了極點(diǎn)的影響并減少了信號(hào)帶寬。可以看出，產(chǎn)生45°相位裕度（f（45））的信號(hào)帶寬由表達(dá)式定義

其中fCR是放大器的交叉頻率，RF是反饋電阻，CS是放大器求和結(jié)處的總電容（放大器+光電二極管+板寄生）。

產(chǎn)生f（45）的CF值可以顯示為：

在這種情況下，頻率響應(yīng)將顯示約2分貝的峰值和15%的超調(diào)。半個(gè)CF的瞬時(shí)帶寬削減將導(dǎo)致一半的頻率響應(yīng)平緩。

前置放大器的輸出噪聲超過頻率如圖59所示。

環(huán)路中的極點(diǎn)傳輸轉(zhuǎn)化為放大器噪聲增益中的0，從而導(dǎo)致輸入電壓噪聲在頻率上的放大。CF引入的環(huán)路傳輸0限制了放大。噪聲增益帶寬擴(kuò)展超過前置放大器信號(hào)帶寬，并最終由放大器的環(huán)路增益降低而衰減。建議保持輸入端阻抗匹配，以消除共模噪聲峰值效應(yīng)，這將增加輸出噪聲。

將輸出電壓噪聲譜密度隨頻率的平方積分，然后取平方根，就可以得到前置放大器輸出噪聲的總有效值。表5總結(jié)了放大器、反饋電阻和源電阻的近似值。還列出了RF=50kΩ、CS=15pf和CF=2pf（帶寬約為1.6mhz）的示例前置放大器的噪聲分量。

高速JFET輸入儀表放大器

圖60顯示了一個(gè)使用AD8065/AD8066的具有高輸入阻抗的高速儀表放大器的示例。直流傳輸函數(shù)為：

對(duì)于G=+1，建議將兩個(gè)前置放大器的反饋電阻設(shè)置為低值（例如，50Ω源阻抗為50Ω）。G=+1的帶寬為50 MHz。為了獲得更高的增益，帶寬將由前置放大器設(shè)置，等于

inamp的共模抑制主要由電阻比R1:R2到R3:R4的匹配來決定。可以估計(jì)

前置放大器的結(jié)阻抗總和等于toRF | | 0.5（RG）。這是用于匹配目的的值。

視頻緩沖器

在AD8061的視頻輸出中，使其成為一個(gè)有用的視頻緩沖區(qū)，如圖61所示。

G=+2配置補(bǔ)償信號(hào)因信號(hào)終端而產(chǎn)生的電壓分壓。對(duì)于高達(dá)7MHz的信號(hào)，該緩沖器保持0.1dB的平坦度，從低振幅到2V p-p（圖7）。在±5 V電源條件下，差分增益和相位測(cè)量值分別為0.02%和0.028°。

外形尺寸

　　安芯科創(chuàng)是一家國內(nèi)芯片代理和國外品牌分銷的綜合服務(wù)商,公司提供芯片ic選型、藍(lán)牙WIFI模組、進(jìn)口芯片替換國產(chǎn)降成本等解決方案,可承接項(xiàng)目開發(fā),以及元器件一站式采購服務(wù),類型有運(yùn)放芯片、電源芯片、MO芯片、藍(lán)牙芯片、MCU芯片、二極管、三極管、電阻、電容、連接器、電感、繼電器、晶振、藍(lán)牙模組、WI模組及各類模組等電子元器件銷售。（關(guān)于元器件價(jià)格請(qǐng)咨詢?cè)诰€客服黃經(jīng)理：15382911663）

　　代理分銷品牌有：ADI_亞德諾半導(dǎo)體/ALTBRA_阿爾特拉/BARROT_百瑞互聯(lián)/BORN_伯恩半導(dǎo)體/BROADCHIP_廣芯電子/COREBAI_芯佰微/DK_東科半導(dǎo)體/HDSC_華大半導(dǎo)體/holychip_芯圣/HUATECH_華泰/INFINEON_英飛凌/INTEL_英特爾/ISSI/LATTICE_萊迪思/maplesemi_美浦森/MICROCHIP_微芯/MS_瑞盟/NATION_國民技術(shù)/NEXPERIA_安世半導(dǎo)體/NXP_恩智浦/Panasonic_松下電器/RENESAS_瑞莎/SAMSUNG_三星/ST_意法半導(dǎo)體/TD_TECHCODE美國泰德半導(dǎo)體/TI_德州儀器/VISHAY_威世/XILINX_賽靈思/芯唐微電子等等

免責(zé)聲明：部分圖文來源網(wǎng)絡(luò)，文章內(nèi)容僅供參考，不構(gòu)成投資建議，若內(nèi)容有誤或涉及侵權(quán)可聯(lián)系刪除。