特征

可同步/可編程固定頻率

OPTI-LOOPTM補償可最大限度地降低COUT

±1%輸出電壓精度

雙N溝道MOSFET同步驅(qū)動

寬VIN范圍：4V至36V操作

電壓范圍：0.8V至6V

內(nèi)部電流折疊

輸出過壓撬桿保護

鎖定短路關機定時器

帶失敗選項

極低壓降運行：99%占空比

強制連續(xù)控制銷

可選可編程軟啟動

遠程輸出電壓檢測

功率良好輸出（僅LTC1735F）

邏輯控制微功率關機：IQ<25μALTC1435引腳兼容

小部件變化

提供16引線窄SSOP，因此包裝和

20引線TSSOP封裝（僅限LTC1735F）

應用程序

筆記本和掌上電腦、PDA移動電話和無線調(diào)制解調(diào)器

直流配電系統(tǒng)

說明

LTC®1735是同步降壓開關驅(qū)動外部N通道電源的調(diào)節(jié)器控制器采用固定頻率結(jié)構(gòu)的mosfet。爆裂ModeTM操作在低負載下提供高效率電流。精度為0.8V的參考電壓與未來一代微處理器。OPTI-LOOP補償允許瞬態(tài)響應優(yōu)化輸出電容和ESR值范圍廣。工作頻率（可同步至500kHz）為由外部電容器設置，允許最大的靈活性在優(yōu)化效率方面。強制連續(xù)控制銷降低噪聲和射頻干擾，并可通過禁用突發(fā)模式操作來輔助二次繞組調(diào)節(jié)當主輸出負載較輕時。保護功能包括內(nèi)部折疊電流限制、輸出過壓撬桿和可選短路關閉。軟啟動由外部可用于正確排序電源的電容器。用戶可通過外部電流檢測電阻器。寬輸入電源范圍允許在4V到30V（最大36V）之間工作。

絕對軸比率(Note 1)

輸入電源電壓（VIN）36V至–0.3V

上部驅(qū)動電源電壓（升壓）42V至–0.3V

開關電壓（SW）36V至–5V

EXTVCC電壓 7V至–0.3V

升壓驅(qū)動器電壓（升壓開關）7V至–0.3V

感測+，感測電壓 1.1（INTVCC）至-0.3V

FCB電壓（INTVCC+0.3V）至-0.3V

第i，VOSENSE電壓 2.7V至–0.3V

RUN/SS，PGOOD（僅限LTC1735F）

電壓：7V至–0.3V

峰值驅(qū)動器輸出電流<10μs（TG，BG）3A號

INTVCC輸出電流50毫安

工作環(huán)境溫度范圍

LTC1735C 0°C至85°C

LTC1735I/LTC1735E（注8）–40°C至85°C

結(jié)溫（注2）125攝氏度

儲存溫度范圍 –65°C至150°C

鉛溫度（焊接，10秒）300攝氏度

電氣特性

表示適用于整個操作的規(guī)范

溫度范圍，否則規(guī)格為TA=25°C。VIN=15V，VRUN/SS=5V，除非另有說明。

電氣特性

表示適用于整個操作的規(guī)范

溫度范圍，否則規(guī)格為TA=25°C。VIN=15V，VRUN/SS=5V，除非另有說明。

注1：絕對最大額定值是指超過壽命的值設備可能受損。

注2:TJ根據(jù)環(huán)境溫度TA和功率計算

耗散PD根據(jù)以下公式：

LTC1735CS，LTC1735Is-ic/" title="LTC1735IS">LTC1735IS:TJ=TA+（PD110°C/W）

LTC1735GN、LTC1735Ign-ic/" title="LTC1735IGN">LTC1735IGN、LTC1735EGN:TJ=TA+（PD130°C/W）

LTC1735CF，LTC1735If-ic/" title="LTC1735IF">LTC1735IF:TJ=TA+（PD110°C/W）

電氣特性

注3：LTC1735在一個反饋回路中進行測試，該回路將VOSENSE誤差放大器的平衡點（VITH=1.2V）。

注4：由于柵極電荷以開關頻率傳送。請參閱應用程序信息。

注5：通過測量COSC電荷來測試振蕩器頻率電流（IOSC）和應用公式：

注6：最小導通時間條件對應于電感峰值至峰值紋波電流≥IMAX的40%（見最小導通時間應用程序信息部分的注意事項）。

注7：上升和下降時間用10%和90%的水平測量。延遲時間是用50%的水平來衡量的。

注8:LTC1735E保證滿足性能規(guī)范從0°C到85°C。規(guī)格在-40°C到85°C之間工作溫度范圍由設計、表征和關聯(lián)確定統(tǒng)計過程控制。LTC1735I規(guī)格為在整個-40°C至85°C工作溫度范圍內(nèi)保證。

典型性能特征

COSC：從這個引腳到接地裝置的外部電容器工作頻率。

RUN/SS：軟啟動和運行控制的組合。電容器在這個引腳接地設置斜坡時間至全輸出電流。時間約為1.25s/μF。將此引腳強制低于1.5V會導致設備關閉趴下。（有關靜態(tài)信息，請參閱應用程序信息部分當前注釋。）在關閉所有功能時，包括INTVCC，被禁用。Latchoff過電流保護也通過該引腳觸發(fā)，如應用信息部分所述。

ITH：誤差放大器補償點。電流比較器閾值隨控制電壓的增大而增大。該引腳的標稱電壓范圍為0伏至2.4伏。

FCB：強制連續(xù)/同步輸入。系好這個用于連續(xù)同步運行的引腳對地當使用二次繞組或INTVCC，以啟用突發(fā)模式低負荷運行。用一個高于1.5VP–P的信號禁用突發(fā)模式操作，但是允許在低負載電流下跳過周期，并使內(nèi)部振蕩器與外部時鐘同步。這個設備關閉時，不得驅(qū)動FCB引腳（運行/SS引腳低）。小信號接地。所有小信號分量如COSC、CSS、反饋分配器加上回路補償電阻和電容器應單點連接到這個別針上。該引腳應依次連接到PGND。

VOSENSE：從外部接收反饋電壓輸出端的電阻分壓器。

SENSE–：電流比較器的（–）輸入。

SENSE+：電流比較器的（+）輸入。內(nèi)置

SENSE–和SENSE+管腳之間的偏移

使用RSENSE設置當前跳閘閾值。

PGOOD（僅限LTC1735F）：開漏邏輯輸出。當VOSENSE引腳不在其設定值的±7.5%范圍內(nèi)。EXTVCC：連接到INTVCC的內(nèi)部開關的輸入。此開關關閉并在任何時候提供VCC電源EXTVCC高于4.7V。請參閱中的EXTVCC連接應用程序信息部分。開啟時不要超過7V并確保EXTVCC≤VIN。

PGND：驅(qū)動器電源接地。連接到源底部N溝道MOSFET，肖特基的陽極二極管和CIN的（–）端子。

BG：底部大電流門驅(qū)動器N溝道MOSFET。此針腳處的電壓擺動來自接地至INTVCC。

INTVCC：內(nèi)部5.2V調(diào)節(jié)器和EXTVCC的輸出開關。驅(qū)動器和控制電路由這個電壓。使用1μF陶瓷與電源地斷開連接與集成電路直接相鄰的電容器至少4.7μF鉭或其他低ESR電容器。

VIN：主電源引腳。必須與電源緊密分離接地。開關節(jié)點連接到電感器和自舉裝置電容器。這個引腳上的電壓擺動來自肖特基二極管（外部）電壓降到接地以下至車輛識別號（VIN）。

增壓：向上部模塊浮動驅(qū)動器供電。引導程序電容器返回到這個引腳。此針腳處的電壓擺動從低于INTVCC的二極管降到（VIN+INTVCC）。

TG：用于頂部N溝道MOSFET的大電流柵極驅(qū)動。這是一個帶有電壓擺幅的浮動驅(qū)動器的輸出等于疊加在開關節(jié)點電壓上的INTVCC西南。

操作（參考功能圖）

主控制回路

LTC1735采用恒定頻率、電流模式逐級架構(gòu)。在正常運行期間，頂部當振蕩器設置時，MOSFET在每一個周期被打開當主電流比較器I1重置RS鎖存器。峰值電感器I1重置RS閂鎖的電流由控制引腳3（ITH）上的電壓，這是錯誤的輸出放大器EA。引腳␣6（VOSENSE），如引腳功能所述，允許EA接收輸出反饋電壓VFB從外部電阻分壓器。當負載電流增加時，會導致心室顫動相對于0.8V參考電壓，從而使第i個電壓增加直到平均電感器電流與新負載電流。當頂部MOSFET關閉時，底部MOSFET接通直到任一個電感器電流開始反轉(zhuǎn)，如電流比較器I2所示，或下一個周期的開始。頂部MOSFET驅(qū)動器由浮動啟動帶電容器CB供電。這個電容器通常是再充電的從INTVCC通過外部二極管時MOSFET關閉。隨著車輛識別號（VIN）降低轉(zhuǎn)換器將嘗試連續(xù)地打開頂部MOSFET（“斷開”）。一個脫落計數(shù)器檢測到這種情況，并迫使頂部MOSFET關閉約500ns每隔10個周期給自舉電容器充電。

操作（參考功能圖）

拉動銷2關閉主控制回路（運行/SS）低。釋放RUN/SS允許內(nèi)部1.2μA電流源充電軟啟動電容器CSS。CSS達到1.5V，主控制回路啟用在其最大電壓的30%左右被鉗制價值觀。隨著CSS繼續(xù)充電，ITH逐漸重新出租，允許恢復正常操作。如果你有CSS充電后未達到其最終值的70%到4.1V時，可以按照應用程序信息部分。內(nèi)部振蕩器可以與外部振蕩器同步應用于FCB引腳的時鐘，可以鎖定到某個頻率在capaci  tor COSC設定的名義利率的90%至130%之間。過電壓比較器OV可防止瞬態(tài)超調(diào)（>7.5%）以及其他更嚴重的可能導致輸出過壓的情況。在這種情況下，頂部MOSFET關閉，底部MOSFET關閉開啟，直到過電壓條件被清除。輸出對地短路的反向電流限制由放大器A提供。當VOSENSE下降到0.6V以下時，電流比較器的第i個緩沖輸入逐漸下降到0.86V鉗位。這降低了峰值電感器電流約為其最大值的1/4

低電流運行

LTC1735有三種低電流模式，由FCB引腳。當FCB引腳高于0.8V（通常與INTVCC相連）。突然模式操作，如果誤差放大器驅(qū)動第i個電壓低于0.86V時，電流放大器的第i個緩沖輸入將被鉗制在0.86V。電感器電流然后峰值保持在約20mV/RSENSE（約最大輸出電流的1/4）。如果ITH下降到0.5V，突發(fā)模式比較器B將同時關閉最大化效率的MOSFET。負載電流為僅由輸出電容器供電直到ITH上升高于60mV時，比較器和開關的磁滯恢復。突發(fā)模式操作被禁用當FCB引腳低于0.8V時，比較器F。這迫使連續(xù)運行，并有助于二次繞組調(diào)節(jié)。

當FCB引腳由外部振蕩器驅(qū)動時，低噪聲循環(huán)跳過模式被調(diào)用，并且振蕩器通過通信分離器C與外部時鐘同步。在此模式下，最小電感為25%移除電流鉗，提供恒定頻率在盡可能寬的輸出上進行不連續(xù)操作電流范圍。這種恒定頻率操作不是相當于突發(fā)模式操作的效率，但提供了低噪聲，恒定頻譜。將FCB銷系在地上可實現(xiàn)強制連續(xù)操作。這是效率最低的模式，但也是可取的在某些應用中。輸出可以是源也可以是匯此模式下的電流。在強制條件下下沉電流時連續(xù)運行時，電流將被強制返回主電源可能會將輸入電源提升至危險電壓水平當心。

反向電流、短路檢測和短路閉鎖

RUN/SS電容器CSS最初用于限制開關調(diào)節(jié)器的涌流。在控制器啟動并有足夠的時間對輸出電容器充電并提供滿載電流，CSS用作短路超時電路。如果輸出電壓降至其標稱輸出的70%以下電壓，CSS開始放電的假設是輸出處于過流和/或短路狀態(tài)。如果這種情況持續(xù)足夠長的時間由CSS的大小決定，控制器將被關閉直到RUN/SS引腳電壓被回收。可通過提供大于5μa的電流來覆蓋內(nèi)置latchoff與RUN/SS引腳的符合性為5V。這個電流縮短軟啟動時間，但也可防止CSS在過電流和/或短路期間的凈放電條件。當輸出電壓低于其標稱水平的70%短路閉鎖電路是否啟用。

INTVCC/EXTVCC電源

頂部和底部MOSFET驅(qū)動器和most的電源LTC1735內(nèi)部電路的INTVCC引腳。當EXTVCC引腳保持打開狀態(tài)時，內(nèi)部5.2V低壓差調(diào)節(jié)器為INTVCC供電從VIN開始。如果EXTVCC升高到4.7V以上，內(nèi)部調(diào)節(jié)器關閉，內(nèi)部開關連接EXTVCC到INTVCC。這使得高效能源，例如轉(zhuǎn)換器的一次或二次輸出提供INTVCC電源。電壓高達7V can應用于EXTVCC以獲得額外的柵極驅(qū)動能力。提供清潔啟動和保護MOSFET，欠壓鎖定用于保持兩個MOSFET關閉直到輸入電壓高于3.5V。PGOOD（僅限LTC1735F）窗口比較器監(jiān)控輸出電壓及其開路漏極輸出被拉低時，分流下降輸出電壓不在參考電壓的±7.5%范圍內(nèi)0.8伏。

ATIO應用程序

LTC1735的基本應用電路如圖1所示在第一頁。驅(qū)動外部零部件選擇根據(jù)負載要求，從選擇瑞森。一旦知道RSENSE，COSC和L就可以被選中了。接下來，選擇功率mosfet和D1。這個工作頻率和感應器的選擇基于很大程度上取決于所需的紋波電流量。最后，CIN是因為它能夠處理大的均方根電流換流器和COUT的選擇足夠低ESR滿足輸出電壓紋波和瞬態(tài)規(guī)范。可以配置圖1所示的電路對于高達28V輸入電壓的操作（受外部MOSFET）。

輸出電流的RSENSE選擇

根據(jù)所需的輸出電流選擇RSENSE。LTC1735電流比較器的最大閾值為75mV/RSENSE，輸入共模范圍為SGND至1.1（INTVCC）。電流比較器閾值設置電感器電流的峰值，產(chǎn)生最大值平均輸出電流IMAX等于峰值減去峰間紋波電流的一半，∆IL。允許LTC1735和外部成分值產(chǎn)生：

工作頻率和

同步

工作頻率和電感值的選擇是效率和部件尺寸之間的權(quán)衡。低頻率操作通過降低MOSFET開關損耗，包括柵電荷損耗和過渡損失。然而，低頻操作要求在給定的紋波量下有更多的電感電流。

LTC1735采用恒定頻率架構(gòu)

由外部振蕩器電容器決定的頻率。每次上部MOSFET打開時COSC上的電壓重置為接地。在準時的時候，COSC由固定電流充電。當電壓在電容器達到1.19V，COSC復位接地。這個然后重復這個過程。COSC的值是根據(jù)期望的操作計算出來的假設FCB上沒有外部時鐘輸入的頻率pin：

選擇COSC與頻率的關系圖如所示圖2。建議的最大開關頻率為550kHz。

內(nèi)部振蕩器以其標稱頻率（fO）運行

當FCB引腳拉高至INTVCC或連接至接地。使FCB引腳在0.8V以上和以下計時將使內(nèi)部振蕩器注入鎖定到外部應用于FCB引腳的時鐘信號，頻率在0.9fO和1.3fO之間。時鐘高電平必須超過1.3V，至少0.3μs，時鐘低電平必須小于大于0.3V至少0.3μs。頂部MOSFET開啟將與時鐘上升沿同步。試圖同步到過高的外部頻率（高于1.3fO）會導致斜率補償不足和可能的環(huán)路不穩(wěn)定。如果這種情況只存在于COSC值較低的情況下，因此fEXT=fO如圖2所示。

與外部時鐘同步時，突發(fā)模式操作被禁用，但感應器電流沒有允許反轉(zhuǎn)。25%最小電感器電流移除突發(fā)模式操作中的夾具，提供恒頻間斷運行在最大可能的輸出電流范圍內(nèi)。在這個模式同步MOSFET每強制一次10個時鐘周期為自舉電容器充電。這個在合理維護的同時盡量減少可聽見的噪音效率高。

電感器值計算

工作頻率和感應器的選擇是相互關聯(lián)的，因為更高的工作頻率允許使用電感和電容值較小。那為什么呢有沒有人選擇在較低頻率下工作更大的部件？答案是效率。更高的頻率通常會導致效率降低，因為MOSFET柵電荷損耗。除了這個基本的貿(mào)易關斷時，電感值對紋波電流的影響較小還必須考慮當前操作。電感值對紋波電流有直接影響。這個電感紋波電流∆IL隨電感或頻率的增大而減小，隨VIN或VOUT的增大而增大:

接受較大的∆IL值允許使用低電感，但會導致更高的輸出電壓紋波以及更大的核心損失。一個合理的起點整定紋波電流為∆IL=0.3至0.4（IMAX）。記得，最大∆IL出現(xiàn)在最大輸入電壓下。電感值對低電流也有影響操作。開始向低電流運行過渡當電感器電流達到零而底部MOSFET開啟。當所需的平均電感器電流產(chǎn)生峰值電流低于RSENSE確定的電流限制的25%。較低的電感器值（較高的∆IL）會導致這種情況發(fā)生在較高的負載電流下，這會導致效率下降在低電流運行的上限。在突發(fā)模式下操作時，較低的電感值會導致爆炸減少頻率。

電感器鐵芯選擇

一旦L的值已知，電感器的類型必須是挑選出來的。高成本的鐵心一般不能在低損耗的鐵心中找到，迫使使用更昂貴的鐵素體，鉬合金或Kool Mμ®核心。實際鐵心損耗與鐵心尺寸為一個固定的電感器值，但它是非常依賴的選擇了電感。隨著電感的增加，鐵心損失減少。不幸的是，增加的電感需要更多的導線匝數(shù)，因此銅損耗將增加。

鐵氧體設計具有非常低的鐵心損耗，是首選在高開關頻率下，因此設計目標可以集中在銅損耗和防止飽和上。鐵素體“電感”指的是“電流驟然崩塌時的鐵芯設計”超過。這導致電感器突然增加紋波電流和隨之而來的輸出電壓紋波。做不要讓核心飽和！Molypermalloy（來自Magnetics，Inc.）是一種非常好的低但對于環(huán)形線圈來說，比材料損耗更貴鐵氧體。同一制造商的合理折衷方案是Kool Mμ。環(huán)面非常節(jié)省空間，尤其是當你可以使用幾層電線的時候。因為他們一般都沒有線軸，所以安裝更多很難。然而，表面貼裝的設計是可用的不會顯著增加高度。功率MOSFET和D1選擇必須選擇兩個外部功率mosfetLTC1735：頂部為N溝道MOSFET

（主）開關和底部的N溝道MOSFET（同步）開關。

峰間柵極驅(qū)動電平由INTVCC設置電壓。啟動期間，該電壓通常為5.2V（參見EXTVCC引腳連接）。因此，在大多數(shù)LTC1735應用中必須使用邏輯電平閾值舊MOSFET。唯一的例外是當?shù)洼斎腚妷侯A期（VIN<5V）；然后，子邏輯電平閾值應使用mosfet（VGS（TH）<3V）。結(jié)清注意MOSFETs as的BVDSS規(guī)范很多邏輯電平的mosfet限制在30V或者更少。功率mosfet的選擇標準包括“ON”電阻RDS（ON），反向轉(zhuǎn)移電容crs，輸入電壓和最大輸出電流。當LTC1735在工作循環(huán)的連續(xù)模式下運行頂部和底部MOSFET的計算公式如下：

最大輸出下MOSFET的功率損耗電流由：

其中δ是RDS（ON）和k的溫度依賴性是與柵極驅(qū)動電流成反比的常數(shù)。兩個MOSFET都有I2R損耗N通道方程包含了一個附加的傳輸損耗項，它在高輸入電壓下最高。為VIN<20V高電流效率普遍提高對于更大的mosfet，而對于VIN>20V的過渡損耗迅速增加到使用更高的點具有較低crs的RDS（ON）設備實際上提供更高的crs效率。同步MOSFET損耗最大在高輸入電壓或短路時此開關的占空比接近100%。術語（1+δ）通常用于標準化RDS（ON）與溫度曲線的形式，但是δ␣=0.005/°C可用作低電壓MOSFET。CRS通常在MOSFET特性。常數(shù)k=1.7可以是用于估計主開關損耗方程。圖1所示的肖特基二極管D1在兩個功率mosfet導通之間的死區(qū)時間。這可以防止底部MOSFET的體二極管在死區(qū)時間內(nèi)開啟并儲存電荷效率可能高達1%。3A是肖特基通常10A至12A調(diào)節(jié)器的尺寸很好，因為相對較小的平均電流。較大的二極管會導致由于結(jié)電容較大而產(chǎn)生的附加過渡損耗。如果效率損失可以容忍的

CIN選擇

在連續(xù)模式下，頂部的源電流N溝道MOSFET是一種占空比為VOUT/VIN的方波。為了防止大電壓瞬變，低ESR輸入最大均方根電流的電容器尺寸必須為用過。最大均方根電容電流由下式得出：

此公式在VIN=2VOUT時有一個最大值，其中IRMS␣=␣IO（最大）/2。這種簡單的最壞情況通常用于設計，因為即使是重大偏差也會如此不能提供太多的救濟。請注意，電容器制造商紋波電流額定值通常僅基于2000小時生活。因此建議進一步降低電容器或選擇額定溫度高于必修的。幾個電容器也可以并聯(lián)以滿足設計中的尺寸或高度要求。

COUT選擇

COUT的選擇主要由有效串聯(lián)電阻（ESR）以最小化電壓漣漪。連續(xù)模式下的輸出紋波（∆VOUT）為：

式中，f=工作頻率，COUT=輸出電容，∆IL=電感器中的紋波電流。輸出紋波在最大輸入電壓下自∆IL以來最高隨輸入電壓增加。通常，一旦ESR符合COUT的要求，均方根電流評級通常遠遠超過IRIPLE（P–P）要求。在∆IL=0.3IOUT（最大）的情況下，允許2/3的波動對于ESR，最大VIN下的輸出紋波將小于50mV假設：所需血沉<2.2 RSENSECOUT>1/（8fRSENSE）

第一個條件與進入ESR的紋波電流有關第二項保證輸出電容不顯著工作頻率期間的放電紋波電流。選擇使用較小的輸出電容會增加放電引起的紋波電壓但可以通過使用電容器極低的ESR，可將紋波電壓維持在或低于50毫伏。可對第i個引腳的光環(huán)補償元件進行優(yōu)化，以提供穩(wěn)定、高性能的瞬態(tài)響應，而不考慮所選的輸出電容。CPU或其他具有大負載電流瞬變的應用的輸出電容器的選擇主要是由裝載。電容器的電阻元件，乘以負載電流變化加上任何輸出電壓紋波必須在負載（CPU）。

負載電流步驟所需的ESR為：RESR<∆V/∆I式中∆I是電流從滿載到零負載的變化（或最小負載）和∆V是允許的電壓偏差（不包括有限電容引起的任何下垂）。所需電容量由感應器中儲存的最大能量。電容必須足以吸收電感器電流的變化當發(fā)生大電流到小電流的過渡時。這個反向負載電流轉(zhuǎn)換通常由控制回路OPTI-loop組件，所以確保不要過度補償和減緩反應。這個保證電感器能量的最小電容為充分吸收是：式中∆I是負載電流的變化。

制造商如尼奇康、聯(lián)合化學公司和三洋可考慮采用高性能通孔電容器。OS-CON半導體電解質(zhì)三洋提供的電容器具有最低（ESR）（尺寸）鋁電解產(chǎn)品更高的價格。并聯(lián)附加陶瓷電容器對于OS-CON電容器，建議減少電感效應。在表面貼裝應用中，ESR、RMS電流互感器和負載步進規(guī)范可能需要多個并聯(lián)電容器。鋁電解，干鉭表面有特殊的聚合物電容器安裝軟件包。特殊的聚合物表面貼裝電容器提供非常低的ESR，但具有更低的電容單位體積密度比其他類型的電容器。這些電容器提供一個非常經(jīng)濟有效的輸出電容器當與具有高環(huán)路帶寬的控制器。鉭電容器具有最高的電容密度，通常用作開關調(diào)節(jié)器的輸出電容器受控軟啟動。幾個優(yōu)秀的浪涌測試選擇AVX TPS、AVX TPSV或KEMET T510系列表面安裝鉭鉭合金，適用于高度在1.5毫米到4.1毫米之間的情況。鋁電解電容器可用于成本驅(qū)動型應用，前提是：考慮了紋波電流額定值、溫度和長期可靠性。典型的應用程序?qū)⑿枰獛讉€或多個鋁電解電容器平行的。上述能力的結(jié)合通常會使性能和降低總體成本。其他電容器類型包括尼奇康PL系列、NEC Neocap、松下SP和斯普拉格595D系列。其他請咨詢制造商具體建議。

和所有元件一樣，電容器也不理想。每種電容器都有自己的優(yōu)點和局限性。不同電容器類型的組合證明經(jīng)濟高效的解決方案。還記得包括高頻率去耦電容器。它們應該放在盡可能靠近負載的電源插腳。任何電路板軌跡中的電感為負它們的用處。

INTVCC調(diào)節(jié)器

內(nèi)部P通道低壓差調(diào)節(jié)器產(chǎn)生為驅(qū)動器和內(nèi)部電路供電的5.2V電源在LTC1735內(nèi)。INTVCC引腳可提供50mA的最大均方根電流，且必須旁路至用至少4.7μF鉭、10μF特種鉭進行研磨聚合物或低ESR型電解電容器。1μF陶瓷電容器直接放置在INTVCC附近強烈建議使用PGND IC引腳。為了提供高瞬態(tài)電流，需要良好的旁路需要MOSFET柵極驅(qū)動器。大型mosfet的高輸入電壓應用高頻驅(qū)動可能導致LTC1735的最大結(jié)溫額定值為超過。系統(tǒng)供電電流通常由柵極充電電流控制。附加荷載還需要考慮INTVCC的功率耗散計算。總INTVCC電流可以是由5.2V內(nèi)部線性調(diào)節(jié)器或EXTVCC輸入引腳。當電壓施加到EXTVCC引腳小于4.7V，所有INTVCC電流由內(nèi)部5.2V線性調(diào)節(jié)器供電。權(quán)力在這種情況下，集成電路的損耗最高：（VIN）（IINTVCC）整體效率降低。大門費是取決于工作頻率，如效率考慮部分。結(jié)溫可通過使用中給出的方程式進行估算電氣特性注釋␣2。例如LTC1735CS從30V限制為小于17mA不使用EXTVCC引腳時，按如下方式供電：TJ=70°C+（17毫安）（30伏）（110°C/W）=126°C使用EXTVCC輸入引腳可將結(jié)溫降低至：TJ=70°C+（17毫安）（5伏）（110°C/W）=79°C以防止最高結(jié)溫超過，必須檢查輸入電源電流在最大車輛識別碼（VIN）下以連續(xù)模式運行

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