功率MOSFET和肖特基二極管

由于器件的柵極驅動器由5V總線供電，邏輯電平MOSFET的使用是非常值得推薦的，特別是在大電流應用中。它們的擊穿電壓V（BR）DSS必須大于VINMAX有一定的裕度，因此選擇將針對20V或30V設備。一旦建立了允許的功耗，就可以選擇RDS（ON）。通過選擇相同的功率MOSFET作為主開關和同步整流器，其消耗的總功率不依賴于占空比。因此，如果PON是這個功率損耗（額定輸出功率的百分之幾），則需要RDS（開）（@25°C）可從以下公式得出：

其中Iout是ITOT5或IOUT3，根據(jù)所考慮的章節(jié)，a是溫度系數(shù)RDS（開）（通常，對于這些低壓等級，a=5·10-3°C-1）和∆T允許溫升。它是然而，值得注意的是，通常RDS（ON）越低，門電荷Qg就越高，這會導致更高的柵極驅動消耗。事實上，每個開關周期，一個電荷Qg從輸入源移動到接地，產(chǎn)生等效驅動電流：Ig=Qg·fSW

這會影響低負載電流下的效率。此外，該電流來自于PREG5線，其來源

容量，ISRC（25mA最小值）不得超過，因此對MOSFET總柵極有進一步的限制充電（@VGS=5V）：

假設四個相同的MOSFET。

與同步整流器并聯(lián)的肖特基二極管的反向電壓Vrm必須大于VINMAX。由于它的導通時間不到開關周期的5%，電流額定值可以低得多

而不是愛。選擇標準應為：Vt（肖特基）<Vt（體二極管）@I=ILPK

感測電阻器

根據(jù)各自的最大輸出電流選擇各部分的感應電阻。電流感應比較器限制電感峰值電流，因此最大直流輸出電流為峰值值小于峰間波紋的一半。兩個部分的干預閾值都設置為50mV，因此電阻值應為：

由于觸發(fā)脈沖跳過模式的比較器閾值為11mV，系統(tǒng)進入這種操作時的輸出電流約為最大輸出電流的四分之一。感測電阻數(shù)值為低毫歐姆，因此正確獲取電流感應信號非常重要。確保IC電流檢測引腳和感應電阻器之間的開爾文連接不傳輸輸出電流。

輸入電容器

脈沖電流（平均值為零）流過buck變換器的輸入電容器。該電流的交流分量相當高，并在電容器的ESR上消耗大量的功率：

很容易發(fā)現(xiàn)PCIN的最大值等于IOUT/2（@VIN=2×VOUT，即50%的占空比）。這個因此，每個部分的輸入電容器應選擇的均方根紋波電流額定值高達一半各自的最大輸出電流。電容值不是很重要，但實際上是最小值必須確保穩(wěn)定。事實上，開關調(diào)節(jié)器顯示負輸入阻抗，在低頻，即：

因此，如果電源的阻抗不遠低于ZIN（DC）的絕對值，頻率不超過調(diào)節(jié)器控制回路的帶寬，存在振蕩的可能性。為確保穩(wěn)定性，必須滿足以下條件：

式中，LEQ是開關調(diào)節(jié)器輸入上游電路的電感，ESRIN與輸入電容器本身。那個建議使用高性能電解電容器。如果更高的成本是ESR-OS電容器是一個很好的選擇，因為他們沒有提供一個最小的尺寸或額定電流。鉭電容器不能承受脈沖電流，因此不建議使用。

輸出電容器

輸出電容器的選擇是基于輸出電壓紋波的要求。這個波紋與電流紋波通過感應器和幾乎完全是由于輸出電容的ESR。因此目標是達到一個低于一定值的ESR，而不管實際電容值是多少。+3.3V段的最大電流紋波為：∆IL3=2·（IL3PK-IOUT3）

考慮到“+3.3V電感器”中獲得的值。對于+5.1V，最大紋波為：

其中，VIN是指在“+5.1變壓器”一節(jié)中選擇的最小值或最大值。無論如何，最大ESR為：

其中下標x表示任一節(jié)。在脈沖跳變操作中，輸出紋波的電容分量與電阻分量相當其中下標x表示任一節(jié)。在跳脈沖操作中，輸出紋波的電容分量與電阻分量相當，因此，兩者都應考慮：

如果對脈沖跳變條件下的輸出紋波也有規(guī)定，COUTX和ESRX必須符合還有它。對最小輸出電容的進一步限制可以從關于最大輸出電容的規(guī)范中產(chǎn)生欠沖，∆V 出，或超調(diào)，∆V+由于階躍荷載變化∆IOUT：

與最大工作循環(huán)相關的量和Dmax+3.3V或+5.1V段。應使用高性能電容器以減少所需的電容對于給定的ESR，為了避免多個部件并聯(lián)而浪費大量空間。雖然有很好的電解電容器，但OS-CON或鉭鉭電容器可能是首選，特別是在設計非常緊湊的情況下需要，或表面安裝組件。具有極低ESR的多層陶瓷電容器但它們的電容值有很大的擴展，所以它們應該與另一個并聯(lián)穩(wěn)定，高ESR電容器。

其他部件

反饋回路的帶寬幾乎是無限的，因此需要一個濾波器使系統(tǒng)不敏感一般來說，為了防止噪聲干擾開關的正確運行誤差求和比較器。總之，這個濾波器的截止頻率可以很高，這樣線路和負載就可以了瞬態(tài)響應非常快。這種濾波器是一種簡單的R-C型，電阻和電容可以選擇典型的3dB截止頻率為60kHz。對于自舉二極管，雖然小信號二極管可以有效地使用，但最好采用低功率肖特基整流器，因為它稍微增加柵極驅動電壓，有利于效率。靴帶電容器可以是100nF薄膜電容器。軟啟動電容器確定限流電路從零到50mV逐漸移動設定點的時間，以限制啟動時的電流流入。該斜坡持續(xù)約1毫秒每nF的軟啟動電容（10到100 nF的典型值），但實際時間需要輸出電壓達到穩(wěn)態(tài)值取決于負載電流和輸出濾波電容。IC的一些關鍵點可能需要旁路電容器來防止噪聲干擾電路。這些點是參考電壓VREF、IC電源引腳VIN、PREG5線路和其他選擇電源引腳V5SW。使用適合交流去耦的薄膜電容器。外部PNP雙極晶體管考慮到輔助電壓的輸出端尺寸為5.13V外部PNP晶體管的功率損耗為：

Ploss=（VIN-VOUT）

集電極發(fā)射極擊穿電壓必須大于變壓器在5.1V下的擊穿電壓對于集電極基極結也是如此。一個小信號晶體管就足夠了應用程序。

變壓器捕捉二極管（僅限L5994A）

控制+5.1V變壓器二次繞組產(chǎn)生的電流的二極管應為快速恢復1，擊穿電壓大于：

有一定的安全裕度。二極管必須承受峰值約為：其均方根值由下式給出：

直流電的值顯然是低12。

變壓器濾波電容器

對輸入濾波電容器（連接在V13IN和地面之間）的最嚴格要求是其有效值紋波電流額定值，至少應為：

工作電壓應高于調(diào)節(jié)器輕載時產(chǎn)生的電壓。也是為了建議使用高質量的電解電容器或OS-CON電容器。

布置及接地

電氣設計只是開關變換器開發(fā)的第一步。因為電流范圍從mA到A，DC和switched都在同一個電路板上，PCB布局對A來說至關重要正確操作電路，但不是一件容易的事。正確的布局流程通常包括仔細放置組件、正確接地、正確布線，以及適當?shù)嫩E線寬度。幸運的是，由于這種應用涉及低電壓，隔離要求不重要。參考文獻對這件事進行詳細的分析，這里只會提醒幾個要點。

（1） 所有電流回路（信號接地、電源接地等）應相互隔離，且應僅在一個接地點連接。地平面對于正確安排兩者都是非常有用的電流返回和最小化輻射（見下2點），即使它們不能解決所有問題

（2） 相鄰電路之間的噪聲耦合可以減少，使電流回路的面積最小化流動。這在有高脈沖電流的情況下尤其重要，即電路包括輸入濾波電容器、功率開關、同步整流器和輸出電容器。下一個優(yōu)先考慮的是柵極驅動電路。

（3） 磁場輻射（和雜散電感）可以通過保留所有攜帶開關電流盡可能短。

（4） 電流感應的開爾文連接痕跡應該保持短而緊密。

（5） 對于高電流路徑，只要可能，PCB另一側的跡線可以加倍：這會降低線路的電阻和電感。

（6） 一般來說，攜帶信號電流的記錄道應遠離攜帶脈沖電流或快速擺動電壓。從這個觀點來看，應該特別注意高阻抗路徑（反饋輸入、電流檢測跟蹤…）。在一塊PCB上布線信號軌跡可能是個好主意另一邊是電源線。

（7） 使用重銅痕跡：這將降低其電阻，提高整體效率，并將改善它們的散熱能力。

L5994評估套件

L5994評估套件是一個經(jīng)過充分組裝和測試的演示板，它實現(xiàn)了一個標準的應用電路，按照以下規(guī)格配置：

輸入電壓范圍：5V～25V

3.3V輸出：Iout3=3A

5.1V輸出：Iout5=3A

12V輸出：Iout12=50mA

開關頻率：fSW=300kHz。

圖7所示的電氣原理圖顯示，在實際應用中嚴格需要的元件上添加了一些上拉/下電阻。與四位dip開關一起，它們允許手動設置控制芯片操作的邏輯信號。在本例中，這些信號是：

開關1:RUN1（0=5.1V關，1=5.1V開）

開關2:OSC（0=200kHz，1=300kHz）

開關3:NOSKIP（0=脈沖跳開，1=跳脈沖關）

開關4:RUN2（0=3.3V關，1=3.3V開）

請注意，只要每個調(diào)節(jié)器被禁用，相關的低端MOSFET就處于接通狀態(tài)。因此，如果負載能夠產(chǎn)生電流，它將通過扼流圈和低壓側對地短路莫斯。雖然默認開關頻率為300kHz（開關2設置為1），無源元件選擇這個頻率，演示板將令人滿意地工作在200kHz以及。實際上，在200kHz時調(diào)節(jié)器的效率最高，輸入電壓范圍向下擴展最大。另一方面，輸出紋波較大，動態(tài)特性稍差。實際上，演示板不提供同步接口。無論如何，有可能同步振蕩器（使用適當?shù)男盘枺?V振幅脈沖，間隔至少400ns）只需將信號輸入分頻器R8-R9的中間，即可將開關設置為1。這樣，可以在高于300kHz的頻率下實現(xiàn)同步。使振蕩器同步到200kHz和300kHz，板上需要更大的干預。為了在低負載電流范圍內(nèi)最大限度地提高效率，在默認情況下啟用了脈沖跳過操作。PWM和脈沖跳變之間的轉換大約發(fā)生在1A以下，但是在兩種運作模式共存而不是一個明確的界限。在示波器上可以看到波形不規(guī)則，但對輸出紋波和效率影響不大。不喜歡脈沖跳過模式的異步操作的人可以通過將開關3設置為1來禁用兩個調(diào)節(jié)器。它可以保持PWM運行到非常低的輸出電流，但是，調(diào)節(jié)與開關頻率不兼容。這意味著高邊MOSFET對于工作頻率下的穿透能量水平來說太長了。因此，控制系統(tǒng)開始跳過傳導周期，以避免輸出電壓向上漂移。

　　安芯科創(chuàng)是一家國內(nèi)芯片代理和國外品牌分銷的綜合服務商,公司提供芯片ic選型、藍牙WIFI模組、進口芯片替換國產(chǎn)降成本等解決方案,可承接項目開發(fā),以及元器件一站式采購服務,類型有運放芯片、電源芯片、MO芯片、藍牙芯片、MCU芯片、二極管、三極管、電阻、電容、連接器、電感、繼電器、晶振、藍牙模組、WI模組及各類模組等電子元器件銷售。（關于元器件價格請咨詢在線客服黃經(jīng)理：15382911663）

　　代理分銷品牌有：ADI_亞德諾半導體/ALTBRA_阿爾特拉/BARROT_百瑞互聯(lián)/BORN_伯恩半導體/BROADCHIP_廣芯電子/COREBAI_芯佰微/DK_東科半導體/HDSC_華大半導體/holychip_芯圣/HUATECH_華泰/INFINEON_英飛凌/INTEL_英特爾/ISSI/LATTICE_萊迪思/maplesemi_美浦森/MICROCHIP_微芯/MS_瑞盟/NATION_國民技術/NEXPERIA_安世半導體/NXP_恩智浦/Panasonic_松下電器/RENESAS_瑞莎/SAMSUNG_三星/ST_意法半導體/TD_TECHCODE美國泰德半導體/TI_德州儀器/VISHAY_威世/XILINX_賽靈思/芯唐微電子等等

免責聲明：部分圖文來源網(wǎng)絡，文章內(nèi)容僅供參考，不構成投資建議，若內(nèi)容有誤或涉及侵權可聯(lián)系刪除。