特征

雙PWM控制器可調(diào)

1.9V至5.3V（第1節(jié)）

1.6V至3.5V（第2節(jié)）

線性輔助驅(qū)動器

調(diào)節(jié)器

電流模式控制

感測電阻器

雙同步整流器驅(qū)動器

“一次性”功能（僅限L5994A）

可實現(xiàn)96%的效率

50μ12V時為A備用消耗

4.75V至25V工作電源電壓

出色的負載瞬態(tài)響應

“跳脈沖”功能

輸出欠壓停機

適應性防射穿

控制

過壓/欠壓檢測

電源良好信號

分離禁用

熱關(guān)機

應用

筆記本和子筆記本

計算機

1.8V和2.5V輸入/輸出電源

寫字板

互聯(lián)網(wǎng)設備

說明

該設備提供一個雙PWM控制器和一個線性驅(qū)動器控制器可以支持完整的高功率移動設備的電源管理效率。

說明（續(xù)）

該器件在這兩個部分產(chǎn)生可調(diào)的調(diào)節(jié)電壓和一個線性調(diào)節(jié)電壓外部雙極，如用于PCMCIA應用。輔助線性驅(qū)動器能夠為12V總線提供高達1A的電源，也可以將其用于調(diào)節(jié)來自5V總線的2.5V電壓。同步整流和脈沖跳躍模式的降壓部分優(yōu)化了整體效率超過寬負載電流范圍。這兩個高性能PWM輸出部分被監(jiān)控是否存在過電壓、欠電壓和過電流條件。為每個部分提供一個電源良好信號。檢測到故障時，將生成相關(guān)的電源良好信號，并執(zhí)行特定的關(guān)機程序用于防止物理損壞和數(shù)據(jù)損壞。禁用功能允許單獨管理輸出功率部分，優(yōu)化待機狀態(tài)下IC的靜態(tài)消耗。內(nèi)部結(jié)構(gòu)是一種電流模式，允許在不損害由于超低感測電阻的效率。當兩段中的一段發(fā)生短路時，強制欠壓停機。驅(qū)動器提供了一個自適應的抗交叉?zhèn)鲗到y(tǒng)，適用于高輸出電流應用

電氣特性（Vin=12V；Tj=25°C；Vosc=GND；除非另有規(guī)定。）

詳細功能描述

在設備框圖中，可以識別出六個基本功能塊

1.9V至5.1V降壓PWM開關(guān)穩(wěn)壓器（第1節(jié)，引腳1、4至8、30至32）

1.66V至3.3V降壓PWM開關(guān)調(diào)節(jié)器（第2節(jié)，引腳17至20，24至27）

用于外部PNP晶體管的線性調(diào)節(jié)器驅(qū)動器（引腳21、22）

5V低壓差線性穩(wěn)壓器（針腳29）

2.5V發(fā)電機參考電壓

電源管理部分（引腳9至11、14、16）。

芯片通過引腳Vin（2）供電，通常由電池組或AC-DC適配器的輸出提供，并且電壓范圍從5V到25V。設備的偏置電流返回信號接地引腳SGND（13） ，它引用內(nèi)部邏輯電路。外部MOSFET的驅(qū)動器有其單獨的電流返回，即電源接地引腳PGND（28）。注意保持信號機接地線路的隔離和電源接地管腳（參見“布局和接地”一節(jié)）。兩個PWM調(diào)節(jié)器共用內(nèi)部振蕩器，可編程或通過引腳OSC（15）同步。

PWM調(diào)節(jié)器

每個PWM調(diào)節(jié)器包括用于降壓DC-DC轉(zhuǎn)換器的控制電路和柵極驅(qū)動電路在buck拓撲中采用同步整流和電流模式控制。這兩個監(jiān)管機構(gòu)是獨立的，幾乎完全相同。正如方框圖中所示，它們只共享振蕩器和內(nèi)部電源與預設輸出電壓不同。每個轉(zhuǎn)換器可以獨立地打開和關(guān)閉：RUN1和RUN2是禁用應用低邏輯電平（低于0.8V）時的相關(guān)部分，并使其能夠以高邏輯電平運行（高于2.4 V）。當兩個輸入都很低時，設備處于待機狀態(tài)，其電流消耗大大降低（在整個輸入電壓范圍內(nèi)小于120mA）。該器件能夠以兩種不同的方式調(diào)節(jié)期望的輸出電壓：經(jīng)典的PWM操作和脈沖跳過操作（參見相關(guān)章節(jié)）。

振蕩器

振蕩器不需要任何外部定時元件，控制PWM開關(guān)頻率。這可以是200或300 kHz，取決于控制引腳OSC的邏輯狀態(tài)，也可以由外部振蕩器同步。如果OSC引腳接地或連接到引腳PREG5（5V），振蕩器工作在200kHz。通過連接OSC引腳至2.5V電壓，將選擇300 kHz操作。此外，如果引腳OSC與外部信號如圖2所示，振蕩器將通過其下降沿同步。考慮到振蕩器的擴展，230kHz以上的頻率可以保證同步。即使最大頻率值在實踐中是由效率考慮而施加的，也應注意頻率增加過多會產(chǎn)生一些問題（噪聲、次諧波振蕩等），但并不顯著外部組件尺寸減小和動態(tài)性能更佳。振蕩器施加一個時間間隔（300納秒分鐘），在此期間高壓側(cè)MOSFET絕對關(guān)閉，以給自舉電容器充電（參見“MOSFET驅(qū)動程序”一節(jié)）。這意味著對最高負荷的限制循環(huán)（88.5%@fSW=300kHz，92.6%@fSW=200kHz，最壞情況），反過來對最小值施加限制工作輸入電壓。

PWM操作

控制回路不采用傳統(tǒng)的誤差放大器，而是采用誤差相加比較器求出參考電壓、反饋信號、通過外部感測電阻的電壓降和斜率補償斜坡（以避免占空比大于50%的次諧波振蕩）標志。參考圖3的示意圖，兩個控制器的輸出鎖存器由來自振蕩器。這會關(guān)閉低側(cè)MOSFET（同步整流器），當?shù)蛡?cè)柵電壓降到0.3V以下以防止交叉?zhèn)鲗В蜷_高壓側(cè)，從而允許從輸入源和存儲在電感器中。通過比較上述信號，誤差求和確定輸出時刻閂鎖要復位。高壓側(cè)MOSFET關(guān)閉，同步整流器在高壓側(cè)MOSFET源上的電壓降到2V以下以防止交叉?zhèn)鲗В瑥亩筰n 導管電流再循環(huán)。在任何情況下，高側(cè)mosfet在時鐘信號下降沿關(guān)閉：這是關(guān)稅限制在其最大價值的原因。達到的狀態(tài)保持到下一個振蕩器脈沖。在理想斜率補償假設下，這種控制系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

其中A是誤差求和比較器的增益，設計為2。該系統(tǒng)本質(zhì)上是非常快的，因為它傾向于校正幾乎一個周期的輸出電壓偏差基礎。實際上，在線路或負載發(fā)生變化的情況下，很少的開關(guān)周期足以使瞬態(tài)終止。上述操作在特殊或異常情況下被修改。暫時不考慮其他情況（如“保護”一節(jié)所述），考慮負載電流是否足夠低或在啟動時的第一個開關(guān)周期內(nèi)：電感器電流可能變得不連續(xù)，因此在啟動期間為零每個周期的最后一部分。在這種情況下，“零電流比較器”檢測到該事件并關(guān)閉同步整流器，避免了電感器電流反轉(zhuǎn)，并在反向偏時再現(xiàn)二極管的自然關(guān)斷。提高負載效率。兩個MOSFET在下一個之前都處于關(guān)閉狀態(tài)振蕩器脈沖。

同步整流

同步整流技術(shù)在高負載電流下可獲得非常高的效率，特別是由于輸出電壓較低，這一點尤為有利。低側(cè)MOSFET，即同步整流器，選擇的導通電阻非常低，因此并聯(lián)肖特基二極管不導通，除了兩個MOSFET都不導電的小時間。其效果是在再循環(huán)期間顯著降低功率損耗。

盡管肖特基可能看起來是多余的，但它并不是一個需要非常高效率的系統(tǒng)。事實上，它的較低閾值可防止同步整流MOSFET的損耗體二極管在上述死區(qū)期間導通。傳導損失和反向恢復損失都得到了降低在某些情況下，效率可提高1-2%。此外，一個小的二極管就足夠了，因為它可以時間很短。請參閱“電源管理”部分，了解如何使用兩個同步整流器來確保零電壓在待機狀態(tài)或過壓情況下的輸出。跳脈沖操作為了在低負載電流下實現(xiàn)高效率，在這種情況下，調(diào)節(jié)器改變其工作方式（除非禁用此功能）：它們放棄PWM并進入所謂的脈沖跳過模式，在這種模式下每多個振蕩器周期發(fā)生一個開關(guān)周期。當外部檢測電阻器（VRSENSE）上的電壓不存在時，檢測到“輕負載狀態(tài)”當高側(cè)MOSFET導通時，超過脈沖跳過閾值（13mV典型值）。當重置時輸出鎖存器的信號來自誤差求和比較器，當VRSENSE低于該值時，它被忽略，一旦VRSENSE達到脈沖跳變閾值，就會驅(qū)動實際復位。這給了一些一段時間內(nèi)保持輸出電壓高于其標稱值的額外能量。振蕩器脈沖現(xiàn)在設置好了只有當反饋信號指示輸出電壓低于其標稱值時，輸出鎖存價值觀。這樣，大多數(shù)振蕩器脈沖被跳過，由此產(chǎn)生的開關(guān)頻率要低得多，如由以下關(guān)系表示：

式中K=3.2×103

fPS的單位是赫茲。因此，由于開關(guān)和柵極驅(qū)動造成的損耗考慮到低輸出功率下的功耗，都大大降低了。1段可以在輸入電壓非常接近輸出電壓的情況下工作（即輸出電壓為5V），其中電流波形可以是平坦的，以防止脈沖跳變被激活。為了避免這種情況，在低輸入電壓（VIN<6.8V）下，脈沖跳過閾值（僅第1節(jié)）大約減半。在這種情況下，在上述公式中，常數(shù)K變?yōu)?2.8×103。脈沖跳頻時，輸出電壓比PWM方式高出約10mv，這是由于它的工作模式操作的。如果由于任何原因這種“負載調(diào)節(jié)”效果不理想，則可能會禁用脈沖跳過功能（參見“電源管理”部分），從而降低輕負載下的效率。

MOSFET驅(qū)動器

為了得到高邊N溝MOSFET的柵極驅(qū)動電壓，采用了自舉技術(shù)。高壓側(cè)MOSFET關(guān)閉時，電容器通過5V PREG5線的二極管交替充電然后通過內(nèi)部浮動驅(qū)動器連接到其柵極源引線，以打開MOSFET。PREG5系列也用于驅(qū)動同步整流器，因此強烈建議使用低閾值MOSFET（即所謂的“邏輯電平”器件）。這些驅(qū)動因素是“動態(tài)”型的，這意味著他們不會給出當前消費的來源在靜態(tài)條件下（開或關(guān)），但僅在過渡期間。此功能旨在將設備的功耗降到最低，即使在兩個低側(cè)MOSFET都開啟的情況下也是如此。采用自適應防擊穿保護來防止交叉?zhèn)鲗В旱蛡?cè)mosfet匝在HSRC引腳高于2V之前關(guān)閉on，同樣，高側(cè)mosfet開啟被禁用，直到RGATE引腳高于0.3V。在兩個MOSFET都處于關(guān)閉狀態(tài)時電流由肖特基二極管保證。由此產(chǎn)生的死區(qū)時間取決于所用的mosfet和電感器中的電流流動；這樣可以使用多種mosfet并避免交叉?zhèn)鲗А?/p>

保護

每個轉(zhuǎn)換器都有充分的故障保護。監(jiān)控系統(tǒng)檢查輸出，在發(fā)生此類事件時快速禁用感興趣的轉(zhuǎn)換器。此條件被鎖定并允許設備重新啟動，要么必須移除電源電壓，要么必須移除相對RUNx引腳開得很低。同時檢測到欠壓情況：輕微欠壓（編程值的90%）只會導致當硬欠壓（編程值的70%）導致兩個轉(zhuǎn)換器的操作中斷時，相對PWROKx被驅(qū)動低。這是一種短路保護。PWROKx信號（引腳10和23）顯示相關(guān)部分的異常（輸出電壓不在±10%編程電壓），輸出電平低。如果芯片過熱（超過135°C典型值），則設備只要溫度低于安全值（105°C典型值），就停止運行。超溫狀態(tài)兩個PWROKx上的低電平也發(fā)出了信號。電流限制比較器防止過載時電流過大。它以電壓的形式介入VRSENSE超過50mV，在誤差求和之前關(guān)閉高壓側(cè)開關(guān)。順便說一句，這個也是使設計者能夠通過選擇適當?shù)母袘娮鑱砭幊套畲蠊ぷ麟娏鳌＿@種逐脈沖限制提供了準恒流特性。

線性驅(qū)動器

該線性驅(qū)動器能夠通過引腳VDRLIN從外部PNP晶體管下降到60mA考慮圖4所示的典型應用電路。內(nèi)部比較器由同一引腳供電VDRLIN，可接受4.5V至20V范圍內(nèi)的電壓。如果應用在允許調(diào)節(jié)的輸入電壓范圍內(nèi)，則可直接從輸入源（VIN）獲得調(diào)節(jié)器電源。如果不是這樣，并且沒有額外的輸入電壓，獲得電源的最方便的方法在兩段電感器中的一段上使用輔助繞組，帶捕捉二極管DS和濾波電容器，如圖5所示。在每個開關(guān)循環(huán)的循環(huán)周期內(nèi)，該繞組將能量傳遞給pin VDRLIN，電壓由匝數(shù)比n決定，對輸入電壓的依賴性很小。

如果帶輔助繞組的部分在滿負荷下工作，而線性調(diào)節(jié)器是輕負荷的，則引腳VDRLIN處的電壓可能超過預期值。事實上，DS和CS充當峰值保持電路VDRLIN受開關(guān)瞬態(tài)電壓尖峰的影響。內(nèi)部鉗位限制VDRLIN引腳的最大值為16V，但是，在干預的情況下，芯片的功耗將起來。那個只要芯片上有PREG5和VREF，線性驅(qū)動器就始終處于活動狀態(tài)（參見相關(guān)章節(jié)）；它工作的目的是在VFBLIN引腳上獲得大約2.5V的電壓。這樣，最小調(diào)節(jié)電壓為2.5V，直接將VFBLIN引腳連接至輸出，而最大值約為電源電壓減去雙極PNP VceSAT。

為了使調(diào)節(jié)器正常工作，針腳VDRLIN處的電壓不得過低。反激連接如果有良好的磁耦合，兩個繞組中的一個可確保電壓調(diào)節(jié)良好。耦合的但是，如果主輸出負載較輕，則電感器配置無法維持輔助電壓：二次電壓下降，系統(tǒng)失去調(diào)節(jié)。如果相關(guān)部分的負載足夠大，則可使用L5994實現(xiàn)附加繞組。為了克服這個問題，在L5994A中，當VDRLIN電壓低于某個閾值（13.7V±5%）時由于段2上的負載太輕，相關(guān)同步整流器在電感器電流為零的間隔（“一次觸發(fā)”特性，參見圖6）。這樣，電感器電流將正向傳輸?shù)捷o助輸出的輸出電容器能量反向并吸取。如果線性驅(qū)動器不需要由線性驅(qū)動器提供，則由線性驅(qū)動器提供，保持浮動此引腳意味著線性驅(qū)動器未提供，因此不會浪費電源（僅限L5994）。如果兩個runx信號中至少有一個被斷言，則線性調(diào)節(jié)器激活

+5V線性調(diào)節(jié)器和+2.5V參考電壓發(fā)生器5V低壓降穩(wěn)壓器直接為MOSFET驅(qū)動器供電，它可以通過引腳從外部獲得+5。低通濾波器連接在PREG5引腳和SREG5引腳之間，所有內(nèi)部電路都是這樣動力十足。這種R-C網(wǎng)絡的引入有助于減少噪聲的影響。這種發(fā)電機的典型外部用途是給用于產(chǎn)生柵極驅(qū)動的自舉電容器充電兩個PWM轉(zhuǎn)換器的高壓側(cè)MOSFET的電壓。在啟動和5V段不工作時，該調(diào)節(jié)器由芯片輸入電壓供電。為了減少功耗，關(guān)閉線性調(diào)節(jié)器，并將PREG5引腳內(nèi)部連接至5V當5V PWM調(diào)節(jié)器激活且其輸出電壓高于切換閾值，4.5V。當V5SW引腳連接到1段輸出調(diào)節(jié)5V時，會發(fā)生這種情況。在任何情況下，如果V5SW高于4.5V，內(nèi)部調(diào)節(jié)器關(guān)閉，PREG5通過該引腳供電。

L5994-L5994A

5V調(diào)節(jié)器始終處于激活狀態(tài)，即使兩個PWM調(diào)節(jié)器都被禁用，2.5V參考電壓發(fā)生器，提供閾值檢測和設備操作的比較電平。允許從其緩沖輸出（通過引腳外部可用）向外部負載提供高達5mA的電源VREF。如果兩個RUNx信號中至少有一個被斷言，則參考電壓發(fā)生器激活。如果PREG5或VREF沒有提供正確的電壓，則設備關(guān)閉。

電源管理

該裝置配有一些控制銷，適用于執(zhí)行一些常用功能或有時在電池供電的設備中需要。此外，它的特點是控制時序，以防開啟/關(guān)閉和設備關(guān)閉，在任何情況下都能安全可靠地運行。如上所述，RUN1和RUN2引腳允許通過邏輯分別禁用兩個PWM轉(zhuǎn)換器如前所述，信號（可能來自μP）。NOSKIP可以禁用脈沖跳過功能：當它保持在高位時，兩個PWM調(diào)節(jié)器都不允許進入這種操作。當相對PWM調(diào)節(jié)器輸出時，兩個PWROKx信號（每個部分一個）立即驅(qū)動低電平低于其自身的欠壓（輕或硬）閾值或當其被禁用時。當相對調(diào)節(jié)器正常運行時，該值為高。連接在CRST和地面之間的電容器以1.5msec/nF的順序固定一個時間，延遲PWROKx的過渡低-高。這發(fā)生在每段啟動時或恢復欠壓后使用相對RUNx命令的條件。延遲從輸出電壓達到正確值。在另一種情況下，同樣的延遲也會介入：當一個區(qū)段被禁用時（因為它的RUNx低驅(qū)動或由于熱關(guān)機），相關(guān)的同步整流器在上述延遲之后被打開以確保不再供應負載。然而，在過電壓的情況下，這種延遲不起作用：同步整流器立即轉(zhuǎn)動開機后關(guān)機，從而起到內(nèi)置“撬棍”的作用。所有這些定時序列在圖7中示出。

設計程序

基本上，應用電路拓撲是固定的，設計過程只涉及適用于特定應用的電壓和電流要求的元件值。因此，我們需要知道的設計數(shù)據(jù)是：

輸入電壓范圍：

最小（VINMIN）和最大（VINMAX）電壓應用程序有望運行

兩個部分的最大負載電流

第1段Iout1

第2段Iout2

線性調(diào)節(jié)器的輸出電壓和電流，設置為12V 50mA，使用附加繞組5.1V段

各開關(guān)段輸出電壓的最大峰間紋波幅度：

第1段的Vrpp1

第2段的Vrpp2

工作頻率fSW（200kHz/300kHz或外部同步）。

值得做一些初步考慮。開關(guān)頻率的選擇取決于應用的要求。如果目標是最小化外部組件的尺寸，則應選擇300kHz。對于低輸入電壓應用，首選200kHz，因為這會導致更高的最大占空比。對于開關(guān)穩(wěn)壓器，輸出濾波器的電感值影響電感電流紋波：電感越高，紋波越小。這意味著較低的電流感應電阻值（對于給定的IOUT），更低的鐵心損耗和較低的輸出電壓紋波（對于給定的輸出電容器），但另一方面，更多由于負載變化，銅損耗和更糟糕的瞬態(tài)行為。通常是峰間最大紋波振幅（在VINMAX時出現(xiàn)）選擇在滿載電流的15%到50%之間。很方便引入一個波紋系數(shù)RF，因此它是一個介于0.15和0.5之間的數(shù)字。對于線性調(diào)節(jié)器，其輸入電壓VDRLIN不應低于12V，因此如果使用輔助風，則應確定尺寸，以獲得具有一定裕度的電壓（例如，13-14V）。相反，較高的輸入電壓會導致PNP晶體管內(nèi)部的損耗更高，從而損害效率，并導致更高的損耗+5V電感器上的總電流。此外，它意味著更高的匝數(shù)比，因此磁耦合也更差，會影響反飛過程中的能量傳遞。

+3.3V電感器

定義電感時，首先要確定電感值。其最小值由以下公式給出：

應選擇值L3>L3MIN。堆芯幾何形狀選擇與在空間利用和其他實際問題方面的具體應用，如安裝的方便性、可用性和等等。至于材料，應選擇鐵素體、鉬合金或KoolMμ，以達到效率高。這些材料提供低鐵心損耗（特別是鐵氧體），因此設計可以集中在防止飽和和限制銅損耗上。即使在最大峰值，也必須避免飽和當前：

為限制銅損耗，繞組直流電阻RL應盡可能低（在mΩ范圍內(nèi)）。自動控制損失通常可以忽略不計。減小直流電阻的實用標準是使用最大的導線適合選定的核心。無論如何，最好的解決方案，只要可能，是使用現(xiàn)成的滿足要求的電感器就電感和最大直流電流而言。目前，man  u制造商提供的產(chǎn)品種類繁多，也適用于表面貼裝組件。

+5.1V變壓器

一次繞組也承載二次功率，因此一次總平均電流為：

其中，VDRLIN是一次回路再循環(huán)期間產(chǎn)生的電壓，并饋入+12V的輸入端線性調(diào)節(jié)器。選擇變壓器匝數(shù)比為1:n，使VDRLIN大于13V為了使雜散參數(shù)最小化，二次側(cè)參考5.1V輸出，因此最小值由以下公式得出：

其中，Vf是整流器的正向壓降（假設1V為保守值）。確保輔助設備連接正確的極性（見圖4）。最小一次電感值可以表示為：

式中，若要獲得L5PMIN的正值，必須滿足不等式：

其中，VIN可以是VINMIN或VINMAX，取L5PMIN的較高值。對于一次進線L5P>L5PMIN，一次峰值電流（不得使磁芯飽和）為：

至于變壓器實現(xiàn)，這里可以重復考慮+3.3V電感器。

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