特征

單電源操作：2.7 V至12 V

寬輸入電壓范圍

軌間輸出擺動

電流300μA/300μA

寬帶：3 MHz

轉換速率：0.5V/μs

低失調電壓：700μV

無相位反轉

應用

工業(yè)過程控制

電池供電儀表

電源控制和保護

電信

遙感器

低壓應變片放大器

DAC輸出放大器

一般說明

OP191、OP291和OP491是單、雙和四微功率、單電源、3mhz帶寬放大器，具有軌對軌輸入和輸出。所有電源均保證在+3 V單電源和±5 V雙電源下運行。

在模擬器件CBCMOS工藝上制造的OPx91系列有一個獨特的輸入級，允許輸入電壓安全地擴展到10v以上，而無需任何相位反轉或閉鎖。輸出電壓在電源的毫伏范圍內波動，并繼續(xù)向電源供應電流。

這些放大器的應用包括便攜式電信設備、電源控制和保護以及寬輸出范圍傳感器的接口。需要軌對軌輸入放大器的傳感器包括霍爾效應、壓電式和電阻式傳感器。

在輸入和輸出端擺軌的能力使設計人員能夠在單電源系統(tǒng)中構建多級濾波器，并保持高信噪比。

OP191/OP291/OP491在擴展的工業(yè)-40°C至+125°C溫度范圍內指定。OP191單放大器和OP291雙放大器采用8引線塑料SOIC表面安裝封裝。OP491四線組有14線PDIP、14線窄SOIC封裝和14線TSSOP。

引腳配置

絕對最大額定值

超過絕對最大額定值的應力可能會對設備造成永久性損壞。這只是一個應力額定值；不暗示設備在本規(guī)范操作部分所述條件或任何其他條件下的功能操作。長時間暴露在絕對最大額定值條件下可能會影響設備的可靠性。

絕對最大額定值適用于骰子和包裝零件，除非另有說明。

熱阻

θJA用于最壞情況；也就是說，θJA是為PDIP封裝的插座中的設備指定的；θJA是為TSSOP和SOIC封裝在電路板中焊接的設備而指定的。

典型性能特征

操作理論

OP191/OP291/OP491是單電源、微功率放大器，具有軌對軌輸入和輸出。為了實現(xiàn)寬的輸入和輸出范圍，這些放大器采用獨特的輸入和輸出級。在圖61中，輸入級包括兩個差分對，一個PNP對和一個NPN對。這兩個階段并不并行工作。相反，對于任何給定的輸入信號電平，只有一個級處于開啟狀態(tài)。需要PNP級（晶體管Q1和晶體管Q2）來確保當輸入電壓接近并到達負軌時，放大器保持在線性區(qū)域。另一方面，NPN級（晶體管Q5和晶體管Q6）需要輸入電壓達到或包括正軌。

對于大多數輸入共模范圍，PNP階段是活動的，如圖12所示。請注意，偏置電流在正軌下方約1.2 V至1.3 V處切換方向。當電壓低于此值時，偏壓電流從OP291流出，指示PNP輸入級。然而，超過這個電壓，偏壓電流進入器件，顯示出NPN級。放大器內用于在輸入級之間切換的實際機構包括晶體管Q3、晶體管Q4和晶體管Q7。隨著輸入共模電壓的增加，Q1和Q2的發(fā)射極跟隨電壓加上二極管的下降。最終，Q1和Q2的發(fā)射極足夠高，可以打開Q3，從而將8μA的尾流從PNP輸入級轉移出去，從而將其關閉。相反，電流通過Q4和Q7鏡像以激活NPN輸入級。

注意，輸入級包括5kΩ串聯(lián)電阻和差分二極管，這是雙極放大器中的一種常見做法，用于保護輸入晶體管不受大的差分電壓影響。當差分電壓超過約0.6 V時，這些二極管就會打開。在這種情況下，電流在輸入引腳之間流動，僅受兩個5 kΩ電阻器的限制。這種特性在放大器可以開環(huán)工作的電路中很重要，例如比較器。仔細評估每個電路，確保電流增加不會影響性能。

與大多數輸出級一樣，OP191器件中的輸出級使用PNP和NPN晶體管；然而，Q32和Q33這兩個輸出晶體管實際上與它們的集電極連接到輸出引腳，以實現(xiàn)軌對軌輸出擺動。當輸出電壓接近正負軌時，這些晶體管開始飽和。因此，輸出電壓的最終限制是這些晶體管的飽和電壓，大約為50毫伏。輸出級具有由集電極和任何外部負載阻抗產生的固有增益。因此，放大器的開環(huán)增益取決于負載電阻。

輸入過壓保護

與任何半導體器件一樣，只要存在輸入超過任一電源電壓的條件，就要檢查輸入過電壓特性。當發(fā)生過電壓時，放大器可能會損壞，這取決于電壓水平和故障電流的大小。圖62顯示了OP191系列的特性。該圖是由地面電源和連接到輸入端的曲線跟蹤器生成的。當輸入電壓超過任何一個電源超過0.6伏時，內部PN結通電，允許電流從輸入流到電源。如前所述，OP291/OP491確實有5個kΩ電阻器與每個輸入串聯(lián)，以幫助限制電流。通過計算圖中電流與電壓的斜率，可以確定5 kΩ電阻。

只要輸入電流限制在5毫安或以下，該輸入電流不會對設備造成固有損害。對于電源上10 V的輸入，電流限制為1.8 mA。如果電壓足夠大，導致電流超過5毫安，則應增加一個外部串聯(lián)電阻器。將最大過電壓除以5 mA，再減去內部5 kΩ電阻器，即可計算出該電阻器的尺寸。例如，如果輸入電壓可以達到100 V，則外部電阻應為（100 V/5 mA）−5 kΩ=15 kΩ。如果輸入受到過電壓的影響，該電阻應與其中一個或兩個輸入串聯(lián)。

輸出電壓相位反轉

一些為單電源工作而設計的運算放大器，當其輸入被驅動超過其有效共模范圍時，會出現(xiàn)輸出電壓相位反轉。通常，對于單電源雙極型運算放大器，負電源決定其共模范圍的下限。在這些器件中，陽極接地、陰極接輸入的外部箝位二極管可防止輸入信號偏移超過設備的負電源（即GND），從而防止可能導致輸出電壓改變相位的情況。JFET輸入放大器也可以顯示相位反轉，如果是這樣，通常需要一個串聯(lián)輸入電阻來防止它。

由于其新穎的輸入結構，OP191沒有合理的輸入電壓范圍限制。事實上，輸入信號可以超過電源電壓很大一部分，而不會對設備造成損壞。如圖64所示，OP191系列可以安全地處理±5 V電源上的20 V p-p輸入信號，而不會顯示任何輸出電壓相位反轉或其他異常行為的跡象。因此，不需要外部箝位二極管。

超速恢復

運算放大器的過驅動恢復時間是輸出電壓從飽和狀態(tài)恢復到其線性區(qū)域所需的時間。這種恢復時間在放大器必須在大的瞬態(tài)事件后迅速恢復的應用中很重要，例如比較器。圖63所示的電路用于評估OPx91過驅動恢復時間。OPx91從正飽和恢復約8μs，從負飽和恢復約6.5μs。

應用

單3V電源，儀表放大器

OP291的低電源電流和低電壓操作使其成為電池供電應用的理想選擇，如圖65所示的儀表放大器。電路采用經典的雙運放儀表放大器拓撲結構，用四個電阻來設置增益。這個方程只是一個不可逆放大器的方程，如圖65所示。標記為R1的兩個電阻器彼此之間以及標記為R2的兩個電阻器應緊密匹配，以確保良好的共模抑制性能。電阻網絡確保最接近匹配以及匹配漂移，以獲得良好的溫度穩(wěn)定性。包括電容器C1以限制帶寬，從而限制敏感應用中的噪聲。該電容器的值應根據儀表放大器所需的閉合環(huán)路帶寬進行調整。RC組合在頻率等于1/（2π×R1C1）處產生一個極點。如果AC-CMRR是臨界值，則應在標記為R1的第二個電阻器上包括C1的匹配電容器。

由于OP291接受軌對軌輸入，輸入共模范圍包括接地和3V的正電源。此外，軌對軌輸出范圍確保了盡可能寬的信號范圍，并最大限度地提高了系統(tǒng)的動態(tài)范圍。此外，由于其300μA/器件的低電源電流，該電路僅消耗600μA的靜態(tài)電流，但仍具有3MHz的增益帶寬。

對于單電源應用的其他儀表放大器拓撲結構，可能會出現(xiàn)問題。例如，這種拓撲的變化在增益設置的運算放大器的兩個反向輸入之間增加了第五個電阻。雖然這種拓撲結構在雙電源應用中工作良好，但它本質上不適合單電源電路。對于傳統(tǒng)的三運放儀表放大器來說也是如此。在這兩種情況下，電路在單電源情況下無法工作，除非電源之間產生假接地。

單電源電阻式溫度檢測器放大器

圖66中的電路使用OP491的三個運算放大器來開發(fā)一個RTD放大器的電橋配置，該放大器由一個5V電源供電。該電路利用OP491寬輸出擺幅產生3.9 V的高電橋勵磁電壓。事實上，由于軌對軌輸出擺幅，該電路使用低至4.0 V的電源。放大器A1伺服電橋，與AD589一起產生恒定的勵磁電流，1.235V精密基準。運算放大器通過6.19 kΩ和2.55 MΩ電阻器的并聯(lián)組合維持參考電壓，產生200μa電流源。電流均勻地分流，流過橋的兩半部分。因此，100μA流過RTD，根據電阻產生輸出電壓。3線電阻式溫度檢測器用于平衡電橋兩個100Ω支柱的線路電阻，以提高精確度。

放大器A2和放大器A3配置在單3V電源儀表放大器部分中描述的雙運放儀表放大器拓撲中。選擇電阻器可產生274的增益，這樣溫度每升高1°C，輸出電壓就會發(fā)生10 mV的變化，以便于測量。放大器A3上的100kΩ電阻并聯(lián)了一個0.01μF電容器，以濾除來自該高增益電路的任何不必要的噪聲。這種特殊的RC組合產生了1.6 kHz的極。

來自3 V電源的2.5 V參考電壓

在許多單電源應用中，經常需要2.5 V參考電壓。許多商用單片2.5 V參考電壓要求最小工作電源電壓為4 V。當最小操作系統(tǒng)電源電壓為3 V時，問題更加嚴重。圖67中所示的電路是一個2.5 V參考電壓的示例，該參考電壓由單個3 V電源供電。該電路利用OP291軌對軌輸入和輸出電壓范圍，將AD589 1.235V輸出放大到2.5V。1μV/°C的OP291低TCVOS有助于保持輸出電壓溫度系數小于200ppm/°C。電路整體溫度系數由R2和R3的溫度系數控制。建議使用溫度系數較低的電阻器。整個電路在25°C時從3V電源引出的電流小于420μA。

僅5V，12位DAC軌對軌擺動

OPx91系列非常適合與CMOS DAC一起使用，以產生具有寬輸出范圍的數字控制電壓。圖68顯示了與AD589一起使用的DAC8043，以產生從0 V到1.23 V的電壓輸出。DAC在電壓開關模式下工作，其中基準連接到電流輸出IOUT，輸出電壓取自VREF引腳。與傳統(tǒng)的電流輸出模式相反，這種拓撲本質上是不可逆的，因此不適合單電源供電。

OP291有兩個功能。首先，需要緩沖DAC VREF引腳的高輸出阻抗，約為10 kΩ。運算放大器提供低阻抗輸出，以驅動任何后續(xù)電路。其次，運算放大器放大輸出信號，以提供軌對軌輸出擺動。在這種特殊情況下，增益被設置為4.1，以在DAC處于滿標度時生成5.0v輸出。如果需要其他輸出電壓范圍，如0 V至4.095 V，則可以通過改變電阻器的值來輕松調整增益。

高壓側電流監(jiān)測儀

在電源控制電路的設計中，大量的設計工作集中在確保通流晶體管在廣泛的負載電流條件下的長期可靠性。因此，在這些設計中，監(jiān)控和限制設備功耗是最重要的。圖69中所示的電路是一個5V、單電源、高壓側電流監(jiān)測器的示例，可將其納入具有折回限流功能的電壓調節(jié)器或具有撬桿保護的大電流電源的設計中。該設計使用OP291軌對軌輸入電壓范圍來檢測通過0.1Ω電流分流器的電壓降。電路中用作反饋元件的p溝道MOSFET將運算放大器的差分輸入電壓轉換為電流。然后將該電流施加到R2，以產生一個電壓，該電壓是負載電流的線性表示。電流監(jiān)視器的傳輸方程如下所示：

對于顯示的元件值，監(jiān)視器輸出傳輸特性為2.5 V/A。

一個3V冷端補償熱電偶放大器

OP291低電源操作使其成為3V電池供電應用的理想選擇，如圖70所示的熱電偶放大器。K型熱電偶終止于一個等溫塊中，在該塊中，使用一個簡單的1N914二極管連續(xù)監(jiān)測結環(huán)境溫度。二極管通過向運算放大器提供一個由1.5 MΩ和475Ω電阻器標定的小電壓，來校正結中產生的熱電勢。

為了校準該電路，將熱電偶測量接頭浸入0°C的冰浴中，并將500Ω電位計調整至0 V輸出。接下來，將熱電偶浸入250°C溫度槽或烤箱中，并將刻度調整電位計調整為2.50 V的輸出電壓。在此溫度范圍內，K型熱電偶精確到±3°C范圍內，無需線性化。

調制解調器的單電源直接接入裝置

調制解調器的一個重要組成部分是電話線接口。在圖71所示的電路中，直接接入裝置用于從電話線發(fā)送和接收數據。放大器A1是接收放大器；放大器A2和放大器A3是發(fā)射器。第四個放大器A4在電源電壓和接地之間產生一個假接地。交流耦合雙極輸入信號需要這種偽接地。

傳輸信號TXA由A2反轉，然后由A3重新輸入，為變壓器提供差分驅動，每個放大器提供一半的驅動信號。這是需要的，因為與雙電源相比，單一電源的波動較小。放大器A1為接收到的信號提供一些增益，并且它還從接收信號中除去變壓器處的發(fā)射信號。為此，來自A2的驅動信號也被饋送到A1的非互易輸入端，以抵消來自變壓器的傳輸信號。

OP491的3兆赫帶寬和軌對軌輸出擺動確保它能夠在傳輸頻率下為變壓器提供最大可能的驅動。

3 V，50 HZ/60 HZ有源陷波濾波器，帶假接地

在單電源系統(tǒng)中處理交流信號時，最好使用假接地偏置方案。圖72說明了使用這種方法的電路。在該電路中，假接地電路使有源陷波濾波器偏置，該有源陷波濾波器用于抑制便攜式患者監(jiān)護設備中的50赫茲/60赫茲電源線干擾。陷波濾波器非常常用于抑制電力線頻率干擾，這些干擾通常會遮蔽低頻生理信號，如心率、血壓、腦電圖和心電圖。這種陷波濾波器有效地抑制了濾波器Q為0.75的60赫茲拾波。用3.16kΩ電阻代替twin-T段（R1到R5）中的2.67kΩ電阻，可以配置有源濾波器來抑制50赫茲的干擾。

放大器A3是假接地偏置電路的核心。它緩沖R9和R10產生的電壓，是有源陷波器的參考。由于OP491具有軌對軌輸入共模范圍，因此選擇R9和R10對稱地分斷3v電源。在OP491周圍使用的環(huán)內補償方案允許運算放大器驅動C6，一個1μF的電容，而不振蕩。C6在濾波器的工作頻率范圍內保持低阻抗交流接地。

濾波器部分采用雙T結構的一對op491，其頻率選擇性對雙T段中電容和電阻的相對匹配非常敏感。聚脂薄膜是電容器的首選材料，電容器和電阻的相對匹配決定了濾波器的通帶對稱性。使用1%的電阻和5%的電容可以產生令人滿意的結果。

單電源、半波和全波整流器

配置為單電源電壓跟隨器的OPx91器件可在低頻（<2khz）應用中用作簡單的半波整流器。全波整流器可以配置一對OP291，如圖73所示。電路按以下方式工作。當輸入信號高于0v時，放大器A1的輸出跟隨輸入信號。由于放大器A2的非可逆輸入連接到A1的輸出，運算放大器環(huán)路控制迫使A2的反向輸入具有相同的電位。結果是R1的兩個端子都是等電位的，也就是說，沒有電流流動。因為R1中沒有電流，R2也存在同樣的情況；因此，電路的輸出跟蹤輸入信號。當輸入信號低于0 V時，A1的輸出電壓強制為0 V。這種情況現(xiàn)在迫使A2作為反向電壓跟隨器工作，因為A2的非換向端子也處于0 V。VOUTA處的輸出電壓是輸入信號的全波整流版本。如果需要的話，在VOUTB上可以得到一個緩沖的、半波整流的輸入信號版本。

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