特征

•低電流消耗：占空比模式下低至120μA（典型值）

•寬電源范圍：2.3伏至5.5伏

•可編程增益：1 V/V至128 V/V

•可編程數(shù)據(jù)速率：高達2 kSPS

•20 SPS時16位無噪聲分辨率

•同時抑制50Hz和60Hz，20個單周期數(shù)字濾波器

•雙匹配可編程電流源：50μA至1500μA

•內(nèi)部2.048-V參考：5 ppm/°C（典型）漂移

•內(nèi)部2%精度振蕩器

•內(nèi)部溫度傳感器：0.5°C（典型值）精度

•兩個差分或四個單端輸入

•SPI™-兼容接口

•包裝：3,5-mm×3,5-mm×0,9-mm QFN

應用

•溫度傳感器：

–熱電偶式溫度計

–電阻式溫度檢測器（RTD）2線、3線或4線類型

•電橋傳感器

•便攜式儀器

•工廠自動化和過程控制

說明

ADS1120是一種精密的16位模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC），它提供了許多集成功能，以降低系統(tǒng)成本和測量小傳感器信號的應用中的組件數(shù)量。該器件具有兩個差分或四個單端輸入，通過一個靈活的輸入多路復用器（mux）、一個低噪聲、可編程增益放大器（PGA）、兩個可編程勵磁電流源、一個基準電壓源、一個振蕩器、一個低壓側(cè)開關和一個精密溫度傳感器。

該設備可在單周期沉降的情況下以每秒2000個樣本（SPS）的數(shù)據(jù)速率進行轉(zhuǎn)換。在20 SPS，數(shù)字濾波器提供同時50赫茲和60赫茲的抑制噪聲的工業(yè)應用。內(nèi)部PGA提供高達128 V/V的增益。這種PGA使ADS1120非常適合測量小傳感器信號的應用，例如電阻溫度檢測器（RTD）、熱電偶、熱敏電阻和電橋傳感器。當使用PGA時，該設備支持偽差分或全差分信號的測量。或者，該器件可以被配置為在提供高輸入阻抗的同時繞過內(nèi)部PGA，并獲得高達4v/V的增益，允許單端測量。

在禁用PGA的占空比模式下工作時，功耗低至120μA。通過模式1 SPI兼容接口建立與設備的通信。ADS1120采用無鉛QFN-16或TSSOP-16封裝，其溫度范圍為-40°C至+125°C。

訂購信息

有關最新的軟件包和訂購信息，請參閱本文檔末尾的軟件包選項附錄。

SPI時序特性

（1） 、在TA=–40°C到+125°C，DVDD=2.3 V到5.5 V，雙負載=20 pF | 10 kΩ到DGND，除非另有說明。

（2） 、如果在13955·tMOD（正常模式，占空比模式）或27910·tMOD（渦輪模式）內(nèi)沒有發(fā)送完整的命令，串行接口復位，下一個SCLK脈沖開始新的通信循環(huán)。tMOD=1/fMOD。使用內(nèi)部振蕩器或外部4.096-MHz時鐘時，調(diào)制器頻率（fMOD）在正常和占空比模式下為256 kHz，在turbo模式下為512 kHz。

典型特征

在TA=+25°C，AVDD=3.3 V，AVSS=0 V，使用外部VREF=2.5 V啟用PGA，除非另有說明。

噪聲性能

Delta-sigma（Δ∑）模數(shù)轉(zhuǎn)換器（adc）基于過采樣原理。Δ∑ADC的輸入信號以高頻（調(diào)制器頻率）采樣，然后在數(shù)字域中濾波和抽取，以在相應的輸出數(shù)據(jù)速率下產(chǎn)生轉(zhuǎn)換結(jié)果。調(diào)制器頻率與輸出數(shù)據(jù)速率之比稱為過采樣比（OSR）。通過提高OSR，從而降低輸出數(shù)據(jù)速率，可以優(yōu)化ADC的噪聲性能。換句話說，當降低輸出數(shù)據(jù)速率時，輸入端的噪聲降低，因為內(nèi)部調(diào)制器的更多樣本被平均以產(chǎn)生一個轉(zhuǎn)換結(jié)果。增加增益還可以減少輸入?yún)⒖荚肼暎@在測量低電平信號時特別有用。

表1至表4總結(jié)了設備噪聲性能。使用內(nèi)部2.048-V基準，數(shù)據(jù)代表TA=+25°C時的典型噪聲性能。顯示的數(shù)據(jù)是單個設備在大約0.75秒的時間內(nèi)平均讀數(shù)的結(jié)果，并在輸入端內(nèi)部短路的情況下進行測量。表1和表3列出了所示條件下的輸入?yún)⒖荚肼暎▎挝唬害蘓RMS）。請注意，括號中顯示了μVPP值。表2和表4列出了使用等式1從μVRMS值計算的有效位數(shù)（ENOB）中的相應數(shù)據(jù)。注意，從峰值到峰值噪聲值計算的無噪聲位顯示在括號中。

輸入?yún)⒖荚肼暎ū?和表3）僅在使用外部低噪聲基準（如REF5020）時發(fā)生微小變化。當使用2.048 V以外的參考電壓時，要計算ENOB數(shù)和無噪聲位，請使用方程式1至方程式3：

ENOB=ln（滿標度范圍/VRMS噪聲）/ln（2）

無噪聲位=ln（滿標度范圍/VPP噪聲）/ln（2）

滿標度范圍=2·VREF/增益

概述

ADS1120是一款小型、低功耗、16位Δ∑ADC，它提供了許多集成功能，在測量小型傳感器信號的應用中，可降低系統(tǒng)成本和組件數(shù)量。

除了Δ∑ADC核心和單周期穩(wěn)定數(shù)字濾波器外，該器件還提供低噪聲、高輸入阻抗、可編程增益放大器（PGA）、內(nèi)部基準電壓源和時鐘振蕩器。該裝置還集成了一個高度線性和精確的溫度傳感器，以及兩個匹配的可編程電流源（IDACs）用于傳感器勵磁。所有這些特性都旨在減少典型傳感器應用中所需的外部電路，并提高整體系統(tǒng)性能。一個附加的低壓側(cè)電源開關簡化了低功耗橋式傳感器應用的設計。該設備通過四個寄存器完全配置，并通過模式1 SPI兼容接口由6個命令控制。圖37顯示了設備的功能框圖。

ads1120adc測量一個差分信號VIN，它是節(jié)點AINP和AINN之間的電壓差。變換器核心由一個差分開關電容器、Δ∑調(diào)制器和數(shù)字濾波器組成。數(shù)字濾波器從調(diào)制器接收高速比特流并輸出與輸入電壓成比例的代碼。這種結(jié)構(gòu)在任何共模信號中都會產(chǎn)生非常強的衰減。

該設備有兩種可用的轉(zhuǎn)換模式：單發(fā)和連續(xù)轉(zhuǎn)換模式。在單次觸發(fā)模式下，ADC根據(jù)請求對輸入信號執(zhí)行一次轉(zhuǎn)換，并將該值存儲在內(nèi)部數(shù)據(jù)緩沖區(qū)中。然后設備進入低功耗狀態(tài)以節(jié)省電力。單次啟動模式旨在為只需要定期轉(zhuǎn)換的系統(tǒng)提供顯著的節(jié)能效果，或者在轉(zhuǎn)換之間有很長的空閑時間。在連續(xù)轉(zhuǎn)換模式下，一旦上一次轉(zhuǎn)換完成，ADC就會自動開始輸入信號的轉(zhuǎn)換。新數(shù)據(jù)以編程的數(shù)據(jù)速率可用。可以在任何時候讀取數(shù)據(jù)，而不必擔心數(shù)據(jù)損壞，并且始終反映最近完成的轉(zhuǎn)換。

多路復用器

該設備包含一個非常靈活的輸入多路復用器，如圖38所示。可以測量四個單端信號、兩個差分信號或兩個單端信號和一個差分信號的組合。多路復用器由配置寄存器中的四位（MUX[3:0]）配置。當測量單端信號時，負ADC輸入（AINN）通過多路復用器內(nèi)部的開關連接到AVS。出于系統(tǒng)監(jiān)控目的，可選擇模擬電源（AVDD–AVSS）/4或當前選擇的外部參考電壓（VREFPx–VREFNx）/4作為ADC的輸入。多路復用器還可以將兩個可編程電流源中的任何一個路由到任何模擬輸入（AINx）或任何專用參考引腳（REFP0、REFN0）。

至AVDD和AVSS的靜電放電（ESD）二極管保護輸入。為防止ESD二極管開啟，任何輸入端的絕對電壓必須保持在等式4的范圍內(nèi)：

如果輸入引腳上的電壓有可能違反這些條件，則可能需要外部肖特基箝位二極管或串聯(lián)電阻器將輸入電流限制在安全值內(nèi)（見絕對最大額定值表）。過度驅(qū)動設備上未使用的輸入可能會影響其他輸入引腳上發(fā)生的轉(zhuǎn)換。如果在未使用的輸入上可能有任何過驅(qū)動，TI建議用外部肖特基二極管鉗制信號。

低噪聲PGA

該器件具有低噪聲、低漂移、高輸入阻抗、可編程增益放大器（PGA）。PGA可設置為增益1、2、4、8、16、32、64或128。配置寄存器中的三位（增益[2:0]）用于配置增益。PGA的簡化圖如圖39所示。PGA由兩個斬波穩(wěn)定放大器（A1和A2）和一個設置PGA增益的電阻反饋網(wǎng)絡組成。PGA輸入配有電磁干擾（EMI）濾波器。

VIN表示差分輸入電壓VIN=（VAINP–VAINN）。PGA的增益可通過方程式5計算：

增益通過切換RG的不同值來改變。PGA的差動滿標度（FS）輸入電壓范圍由增益設置和使用的參考電壓定義，如等式6所示：

表5顯示了使用內(nèi)部2.048-V基準時相應的滿標度范圍。

為了保持在PGA的線性工作范圍內(nèi)，輸入信號必須滿足本節(jié)討論的某些要求。

圖39中兩個放大器（A1和A2）的輸出不能擺動到距離電源（AVSS和AVDD）200 mV以上的位置。如果輸出端輸出端和輸出端驅(qū)動端離模擬電源軌的距離小于200毫伏，放大器就會飽和，從而變得非線性。此條件意味著輸出電壓必須滿足方程式7：

為了推導輸出端（OUP和OUTN）的電壓方程，將圖39水平分割在中間是一種方便的方法。因為PGA是對稱設計，所以可以完成這種分離。因此，增益設定電阻器（RG）必須除以2，并且水平切割點處的所有電壓必須參考共模電壓（VCM），如圖40所示。

PGA輸入端（AINP和AINN）的電壓可表示為方程式9和方程式10：

輸出電壓（VOUTP和VOUTN）可按式11和式12計算：

對于放大器A1和A2的輸出電壓的要求（方程式7）也可以使用方程式11和方程式12轉(zhuǎn)換為輸入共模電壓范圍的要求，方程式13和方程式14給出了這些要求：

為了計算最小和最大共模電壓限值，必須使用應用中出現(xiàn)的最大差分輸入電壓（VIN（MAX）），這不一定是可能的FS范圍。

由于PGA的具體設計實現(xiàn)，最小VCM也必須滿足方程式15。

注意

共模電壓要求如下：

圖41和圖42顯示了AVDD=3.3 V和AVSS=0 V（增益=1和增益=16）的共模電壓限值的圖形表示。

下面的討論解釋了如何將方程式13至方程式15應用于假設應用。本例的設置為AVDD=3.3 V，AVSS=0 V，增益=16，使用外部參考，VREF=2.5 V。然后，可以應用的最大可能差分輸入電壓VIN=（VAINP–VAINN）被限制在FS=±2.5 V/16=±0.156 V的滿標度范圍內(nèi)。因此，方程式13至方程式15得出允許的VCM范圍為1.45 V≤VCM≤1.85 V。

例如，如果連接到該假設應用中的輸入的傳感器信號沒有利用整個滿標度范圍，而是被限制在VIN（MAX）=±0.1 V的范圍內(nèi)，則減小的輸入信號振幅將VCM限制放寬至1.0 V≤VCM≤2.3 V。

在全差分傳感器信號的情況下，每個輸入（AINP，AINN）可在共模電壓（VAINP+VAINN）/2附近擺動至±50 mV，該電壓必須保持在1.0 V和2.3 V之間。對稱惠斯通電橋的輸出是全差分信號的一個例子。

相比之下，電阻式溫度檢測器的信號具有偽差分性質(zhì)（如RTD測量部分所示執(zhí)行），其中負輸入保持在0 V以外的恒定電壓，只有正輸入端的電壓發(fā)生變化。當必須測量偽差分信號時，本例中的負輸入必須偏置在0.95 V和2.25 V之間的電壓。然后，正輸入可以在負輸入上擺動到VIN（MAX）=100 mV。注意，在這種情況下，共模電壓的變化與正輸入電壓的變化同時發(fā)生。也就是說，當輸入信號在0v≤VIN≤VIN（MAX）之間波動時，共模電壓在VAINN≤VCM≤VAINN+½VIN（MAX）之間波動。滿足最大輸入電壓VIN（MAX）的共模電壓要求，確保在整個信號范圍內(nèi)滿足要求。

圖43和圖44分別示出了全差分和偽差分信號的示例。

繞過PGA

在增益為1、2和4時，設備可配置為禁用和繞過低噪聲PGA。禁用PGA可降低總功耗，同時也消除了等式13至方程15對共模輸入電壓范圍VCM的限制。當PGA被禁用時，可用的絕對和共模輸入電壓范圍為（AVSS–0.1 V≤VAINx，VCM≤AVDD+0.1 V）。為了測量參考AVSS的單端信號（AINP=VIN，AINN=AVSS），必須繞過PGA。

當通過在配置寄存器中設置PGA_旁路位來禁用PGA時，設備使用緩沖開關電容器級來獲得增益1、2和4。開關電容器級前面的內(nèi)部緩沖器確保電容器充放電對輸入負載的影響最小。當PGA被禁用時，絕對輸入電流（流入或流出每個輸入的電流）和差動輸入電流（正負輸入之間的絕對電流差）的典型值，請參考圖20至圖25。

對于輸出阻抗高的信號源，外部緩沖仍然是必要的。請注意，有源緩沖器會引入噪聲，還會引入偏移和增益誤差。在高精度應用中應考慮所有這些因素。

調(diào)制器

ADS1120使用Δ∑調(diào)制器將模擬輸入電壓轉(zhuǎn)換為脈沖編碼調(diào)制（PCM）數(shù)據(jù)流。調(diào)制器在正常和占空比模式下以fMOD=fCLK/16的調(diào)制器時鐘頻率運行，在turbo模式下fMOD=fCLK/8，其中fCLK由內(nèi)部振蕩器或外部時鐘源提供。表6顯示了使用內(nèi)部振蕩器或4.096 MHz外部時鐘的每個模式的調(diào)制器頻率。

數(shù)字濾波器

該器件采用線性相位有限脈沖響應（FIR）數(shù)字濾波器，對來自調(diào)制器的數(shù)字數(shù)據(jù)流進行濾波和抽取。數(shù)字濾波器可根據(jù)不同的數(shù)據(jù)速率自動調(diào)整，并始終在一個周期內(nèi)穩(wěn)定下來。僅當數(shù)據(jù)速率為5 SPS和20 SPS時，濾波器才能配置為拒絕50 Hz或60 Hz線路頻率，或同時拒絕50 Hz和60 Hz。配置寄存器中的兩個位（50/60[1:0]）用于相應地配置濾波器。使用內(nèi)部振蕩器或外部4.096-MHz時鐘時，數(shù)字濾波器的頻率響應如圖45至圖58所示。

注意

如果使用頻率不是4.096mhz的外部時鐘，濾波器陷波器的變化與時鐘頻率成比例。例如，如果使用2.048-MHz時鐘，則使用4.096-MHz時鐘時以20 Hz出現(xiàn)的陷波出現(xiàn)在10 Hz處。

輸出數(shù)據(jù)速率

表7顯示了每個數(shù)據(jù)速率設置的實際轉(zhuǎn)換時間。所提供的值是以使用時鐘頻率fCLK=4.096兆赫的外部時鐘的tCLK周期表示的。如果使用頻率不是4.096mhz的外部時鐘，則數(shù)據(jù)速率按比例縮放。

連續(xù)轉(zhuǎn)換模式數(shù)據(jù)速率從一個DRDY下降沿定時到下一個DRDY下降沿。第一次轉(zhuǎn)換在START/SYNC命令的最后一次SCLK下降沿后啟動210·tCLK（正常模式，占空比模式）或114·tCLK（渦輪模式）。

單身-放炮模式數(shù)據(jù)速率從START/SYNC命令的最后一個SCLK下降沿定時到DRDY下降沿，并四舍五入到下一個tCLK。如果使用內(nèi)部振蕩器，則必須在單次觸發(fā)模式下增加高達50μs（正常模式、占空比模式）或25μs（渦輪模式）的額外振蕩器喚醒時間。內(nèi)部振蕩器在啟動/同步命令的第一個SCLK上升沿開始通電。如果使用高于160 kHz（正常模式、占空比模式）或320 kHz（渦輪模式）的SCLK頻率，則振蕩器可能在啟動/同步命令結(jié)束時未完全通電。然后，ADC等待直到內(nèi)部振蕩器完全通電，然后再開始轉(zhuǎn)換。

占空比模式下的單發(fā)轉(zhuǎn)換時間與正常模式下相同。有關占空比模式操作的更多詳細信息，請參閱占空比模式部分。

請注意，即使在20-SPS設置下的轉(zhuǎn)換時間不完全是1/20 Hz=50 ms，此差異不影響50 Hz或60 Hz抑制。為達到規(guī)定的50 Hz和60 Hz抑制，外部時鐘頻率必須確保正好為4.096 MHz。

混疊

與任何采樣系統(tǒng)一樣，如果沒有適當?shù)目逛忼X過濾，則可能會發(fā)生混疊。當輸入信號中高于ADC采樣頻率一半的頻率分量（也稱為Nyquist頻率）被折疊并顯示在采樣頻率的一半以下的實際頻帶中時，就會發(fā)生混疊。注意，在Δ∑ADC中，輸入信號以調(diào)制器頻率fMOD采樣，而不是以輸出數(shù)據(jù)速率采樣。數(shù)字濾波器的濾波器響應以采樣頻率（fMOD）的倍數(shù)重復，如圖59所示。信號或噪聲達到濾波器響應重復的頻率時被數(shù)字濾波器衰減。除非通過外部模擬濾波器衰減，否則在調(diào)制器頻率或其倍數(shù)周圍的輸入信號中存在的任何頻率分量都不會衰減，從而混疊回感興趣的頻帶。有些信號固有的帶寬限制；例如，熱電偶的輸出變化率有限。然而，這些信號在更高的頻率上可能包含噪聲和干擾成分，這些成分可以折回到感興趣的頻帶中。一個簡單的RC濾波器（在大多數(shù)情況下）足以抑制這些高頻分量。在設計輸入濾波電路時，一定要考慮濾波器網(wǎng)絡和ADS1120的輸入阻抗之間的相互作用。

電壓基準

該裝置提供集成低漂移，2.048-V參考。對于需要不同參考電壓值或比率測量方法的應用，該設備提供兩個差分參考輸入（REFP0、REFN0和REFP1、REFN1）。此外，模擬電源（AVDD）可作為參考。差分參考輸入允許參考共模電壓自由。REFP0和REFN0是專用的參考輸入，而REFP1和REFN1分別與輸入AIN0和AIN3共享。參考輸入被內(nèi)部緩沖以增加輸入阻抗。因此，當使用外部基準時，通常不需要額外的參考緩沖器，并且當用于比率測量應用時，基準輸入不加載任何外部電路。參考源由配置寄存器中的兩位（VREF[1:0]）選擇。默認情況下，內(nèi)部參照處于選中狀態(tài)。在通電后，當退出掉電模式或從外部參考源切換到內(nèi)部參考源時，內(nèi)部參考電壓需要小于25μs的時間才能完全穩(wěn)定。

時鐘源

設備系統(tǒng)時鐘可以由內(nèi)部低漂移振蕩器提供，也可以由CLK輸入上的外部時鐘源提供。在通電或復位以激活內(nèi)部振蕩器之前，將CLK引腳連接到DGND。在檢測到CLK管腳上的兩個上升沿后，隨時將外部時鐘連接到CLK管腳可使內(nèi)部振蕩器失活。然后，該設備在外部時鐘上運行。在ADS1120切換到外部時鐘后，如果不循環(huán)供電或發(fā)送重置命令，設備將無法切換回內(nèi)部振蕩器。

勵磁電流源

該設備提供兩個匹配的可編程勵磁電流源（IDAC），用于RTD應用。電流源的輸出電流可編程為50μA、100μA、250μA、500μA，1000μA或1500μA，使用配置寄存器中的相應位（IDAC[2:0]）。每個電流源可連接到任何模擬輸入（AINx）以及任何專用參考輸入（REFP0和REFN0）。兩個電流源也可以連接到同一個管腳上。IDAC的路由由配置寄存器中的位（I1MUX[2:0]，I2MUX[2:0]）配置。應注意不要超過IDACs的合規(guī)電壓。換言之，IDAC布線到的管腳上的電壓應限制在≤（AVDD–0.9 V），否則不符合規(guī)定的IDAC電流精度。對于三線制電阻式溫度檢測器應用，匹配的電流源可用于消除由傳感器引線電阻引起的誤差（有關詳細信息，請參閱RTD測量部分）。

在使用位IDAC[2:0]將IDAC電流編程為相應值后，IDAC需要最多200μs才能啟動。如果在同一個WREG命令期間沒有寫入配置寄存器2和3，TI建議首先使用位IDAC[2:0]將IDAC電流設置為各自的值，然后為每個IDAC選擇路由（I1MUX[2:0]，I2MUX[2:0]）。

在單次觸發(fā)模式下，如果IDAC[2:0]位設置為非000的值，則IDAC在任何兩次轉(zhuǎn)換之間保持活動狀態(tài)。但是，每當發(fā)出POWERDOWN命令時，idac都會斷電。

傳感器檢測

為了幫助檢測可能的傳感器故障，該設備提供內(nèi)部10-μa燒毀電流源。當通過在配置寄存器中設置相應的位（bc）來啟用時，一個電流源將電流輸入到當前選擇的正模擬輸入（AINP），另一個電流源從所選的負模擬輸入（AINN）中吸收電流。

在傳感器開路的情況下，這些燒壞的電流源將正輸入拉向AVDD，負極輸入拉向AVSS，從而產(chǎn)生全刻度讀數(shù)。滿標度讀數(shù)也可能表示傳感器過載或基準電壓缺失。接近零的讀數(shù)可能表示傳感器短路。注意，燒毀電流源的絕對值通常變化±10%，內(nèi)部多路復用器增加了一個小的串聯(lián)電阻。因此，很難將傳感器短路情況與正常讀數(shù)區(qū)分開，尤其是在輸入端使用RC濾波器的情況下。換句話說，即使傳感器短路，通過外部濾波器電阻和多路復用器剩余電阻的電壓降也會導致輸出讀數(shù)高于零。

如果傳感器短路檢測需要更高精度的電流源，TI建議使用勵磁電流源（IDAC）。請記住，啟用燒毀電流源時，功能傳感器的ADC讀數(shù)可能損壞。

低壓側(cè)電源開關

在模擬輸入AIN3/REFN1和AVSS之間還集成了一個低導通電阻的低壓側(cè)電源開關。此電源開關可用于降低橋式傳感器應用中的系統(tǒng)功耗，方法是在轉(zhuǎn)換之間切斷橋接電路。設置配置寄存器中的相應位（PSW）時，開關在發(fā)送啟動/同步命令時自動關閉，在發(fā)出斷電命令時打開。注意，如果PSW位設置為1，在單次觸發(fā)模式下轉(zhuǎn)換之間，開關保持閉合。通過將PSW位設置為0，可以隨時打開開關。默認情況下，開關始終打開。

系統(tǒng)監(jiān)視器

該裝置提供了對AVDD模擬電源和外部基準電壓的監(jiān)控手段。要選擇任何監(jiān)測電壓，內(nèi)部多路復用器（MUX[3:0]）必須在配置寄存器中進行相應配置。在使用監(jiān)控功能時，無論配置寄存器設置如何，設備自動繞過PGA并將增益設置為1。請注意，系統(tǒng)監(jiān)視器功能只提供粗略的結(jié)果，并不意味著是精確測量。

當測量模擬電源（MUX[3:0]=1101）時，得到的轉(zhuǎn)換大約為（AVDD–AVSS）/4。無論在配置寄存器（VREF[1:0]）中選擇了什么參考源，設備都使用內(nèi)部2.048-V基準進行測量。

當監(jiān)測兩個可能的外部參考電壓源（MUX[3:0]=1100）中的一個時，結(jié)果約為（VREFPx–VREFNx）/4。REFPx和REFNx表示在配置寄存器（VREF[1:0]）中選擇的外部參考輸入對。設備自動使用內(nèi)部基準進行測量。

偏移量校準

內(nèi)部多路復用器提供將PGA輸入（AINP和AINN）短接至中間電源（AVDD+AVSS）/2的選項。此選項可用于測量和校準設備偏移電壓，方法是將短路輸入電壓讀數(shù)的結(jié)果存儲在微控制器中，然后從隨后的每次讀數(shù)中減去結(jié)果。TI建議在輸入端短路的情況下讀取多個讀數(shù)，并對結(jié)果進行平均，以減少噪聲的影響。

電源

該設備需要兩個電源：模擬（AVDD、AVSS）和數(shù)字（DVDD、DGND）。模擬電源可以是雙極性的（例如，AVDD=+2.5 V，AVSS=–2.5 V）或單電源（例如，AVDD=+3.3 V，AVSS=0 V），并且獨立于數(shù)字電源。數(shù)字電源設置數(shù)字輸入/輸出電平。電源可按任何順序排列，但在任何情況下，任何模擬或數(shù)字輸入不得超過各自的模擬或數(shù)字電源電壓限制。

溫度傳感器

當配置寄存器中的TS位啟用時，設備的溫度測量模式被配置為14位結(jié)果。數(shù)據(jù)以最高有效字節(jié)（MSB）開始輸出。當讀取兩個數(shù)據(jù)字節(jié)時，前14位用于指示溫度測量結(jié)果。最后2位是隨機數(shù)據(jù)，必須忽略。也就是說，14位溫度結(jié)果在16位轉(zhuǎn)換結(jié)果中左對齊。一個14位LSB等于0.03125°C。負數(shù)以二進制2補碼格式表示。

從溫度到數(shù)字代碼的轉(zhuǎn)換

對于正溫度（例如+50°C）：

對正數(shù)不執(zhí)行二補運算。因此，只需將數(shù)字轉(zhuǎn)換為14位左對齊格式的二進制代碼，MSB=0表示正號。示例：+50°C/（每次計數(shù)0.03125°C）=1600=0640h=00 0110 0100 0000

對于負溫度（例如-25°C）：

通過對絕對二進制數(shù)進行補碼并加1來生成負數(shù)的兩個補碼。然后，用MSB=1表示負號。

例如：|–25°C |/（每次計數(shù)0.03125°C）=800=0320h=00 0011 0010 0000

雙補格式：11 1100 1101 1111+1=11 1100 1110 0000

從數(shù)字代碼到溫度的轉(zhuǎn)換

要從數(shù)字代碼轉(zhuǎn)換為溫度，首先檢查MSB是0還是1。如果MSB為0，只需將十進制代碼乘以0.03125°C即可得到結(jié)果。如果MSB=1，則從結(jié)果中減去1并補足所有位。然后，將結(jié)果乘以-0.03125°C。

示例：設備回讀0960h:0960h的MSB=0。

0960小時·0.03125°C=2400·0.03125°C=+75°C

示例：設備讀回3CE0h:3CE0h的MSB=1。

補齊結(jié)果：3CE0h→0320h

0320小時·0.03125°C=800·0.03125°C=–25°C

重置并通電

當設備通電時，執(zhí)行復位。作為重置過程的一部分，設備將配置寄存器中的所有位設置為各自的默認設置。默認情況下，設備設置為單發(fā)模式。通電后，設備使用默認寄存器設置執(zhí)行單個轉(zhuǎn)換，然后進入低功率狀態(tài)。通電行為旨在防止電源需求緊張的系統(tǒng)在通電期間遇到電流浪涌。復位過程大約需要50μs。之后，所有內(nèi)部電路（包括基準電壓）都穩(wěn)定，并且可以與設備進行通信。

轉(zhuǎn)換模式

該裝置可以在兩種轉(zhuǎn)換模式中的一種操作，該轉(zhuǎn)換模式可由配置寄存器中的CM位選擇。這些轉(zhuǎn)換模式是單次或連續(xù)轉(zhuǎn)換模式。

單發(fā)模式

在單發(fā)模式下，設備僅在發(fā)出啟動/同步命令時執(zhí)行轉(zhuǎn)換。因此，該設備執(zhí)行一次轉(zhuǎn)換，然后返回到低功耗狀態(tài)。內(nèi)部振蕩器和所有模擬電路（勵磁電流源除外）關閉，而設備在這種低功耗狀態(tài)下等待，直到下一次轉(zhuǎn)換開始。此外，對任何配置寄存器的每次寫入訪問都會啟動一個新的轉(zhuǎn)換。在轉(zhuǎn)換進行時寫入任何配置寄存器的功能是作為一個新的開始/同步命令來停止當前的轉(zhuǎn)換并重新啟動一個新的轉(zhuǎn)換。每次轉(zhuǎn)換都是完全固定的（假設模擬輸入信號在轉(zhuǎn)換開始前穩(wěn)定到其最終值），因為設備數(shù)字濾波器在一個周期內(nèi)穩(wěn)定下來。

連續(xù)轉(zhuǎn)換模式

在連續(xù)轉(zhuǎn)換模式下，設備連續(xù)執(zhí)行轉(zhuǎn)換。轉(zhuǎn)換完成后，設備將結(jié)果放入輸出緩沖區(qū)，并立即開始另一次轉(zhuǎn)換。

要啟動連續(xù)轉(zhuǎn)換模式，必須先將CM位設置為1，然后再執(zhí)行啟動/同步命令。在START/SYNC命令的最后一個SCLK下降沿之后，第一個轉(zhuǎn)換從210·tCLK（正常模式，占空比模式）或114·tCLK（渦輪模式）開始。在未發(fā)出START/SYNC命令時寫入任何配置寄存器將啟動單個轉(zhuǎn)換，而在正在進行的轉(zhuǎn)換過程中對配置寄存器的寫入訪問將重新啟動當前轉(zhuǎn)換。TI建議始終在CM位設置為1后立即發(fā)送啟動/同步命令。

工作模式

除了不同的轉(zhuǎn)換模式外，該設備還可以在不同的工作模式下工作，這些模式可以被選擇來權(quán)衡功耗、噪聲性能和輸出數(shù)據(jù)速率。

正常模式

正常模式是設備運行的默認模式。在此模式下，Δ∑ADC的內(nèi)部調(diào)制器以fMOD=fCLK/16的調(diào)制器時鐘頻率運行，其中系統(tǒng)時鐘（fCLK）由內(nèi)部振蕩器或外部時鐘源提供。使用內(nèi)部振蕩器時，調(diào)制器頻率為256 kHz。正常模式提供輸出數(shù)據(jù)速率選項，范圍為20 SPS到1 kSPS，帶內(nèi)部振蕩器。數(shù)據(jù)速率由配置寄存器中的DR[2:0]位選擇。在使用時鐘頻率不是4.096mhz的外部時鐘源的情況下，數(shù)據(jù)速率相應地縮放。例如，使用fCLK=2.048 MHz的外部時鐘可產(chǎn)生10到500 SPS的數(shù)據(jù)速率。

占空比模式

當降低輸出數(shù)據(jù)速率時，Δ∑ADC的噪聲性能通常會得到改善，因為可以對內(nèi)部調(diào)制器的更多樣本進行平均以產(chǎn)生一個轉(zhuǎn)換結(jié)果。在功耗至關重要的應用中，可能不需要在低數(shù)據(jù)速率下改善噪聲性能。對于這些應用，該設備支持自動占空比模式，通過在轉(zhuǎn)換之間周期性地進入低功耗狀態(tài)，可以產(chǎn)生顯著的節(jié)能效果。原則上，設備以正常模式運行，占空比為25%。此功能意味著設備以正常模式運行時相同的方式執(zhí)行一次轉(zhuǎn)換，但隨后自動進入三個連續(xù)轉(zhuǎn)換周期的低功耗狀態(tài)。因此，占空比模式下的噪聲性能相當于正常模式下的四倍數(shù)據(jù)率下的噪聲性能。使用內(nèi)部振蕩器時，占空比模式下的數(shù)據(jù)速率從5 SPS到250 SPS。

內(nèi)核加速模式

需要高達2 kSPS的更高數(shù)據(jù)速率的應用程序可以在turbo模式下操作設備。在此模式下，內(nèi)部調(diào)制器以更高頻率fMOD=fCLK/8運行。當使用內(nèi)部振蕩器或外部4.096-MHz時鐘時，fMOD等于512 kHz。注意，由于調(diào)制器以更高的頻率運行，所以設備功耗增加。

斷電模式

當發(fā)出斷電命令時，設備在完成電流轉(zhuǎn)換后進入斷電模式。在這種模式下，所有的模擬電路（包括基準電壓和兩個idac）都會斷電，而設備通常只使用400na的電流。在此期間，設備保存配置寄存器設置并響應命令，但不執(zhí)行任何數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換。

發(fā)出啟動/同步命令喚醒設備，并根據(jù)CM位選擇的轉(zhuǎn)換模式啟動單個轉(zhuǎn)換或啟動連續(xù)轉(zhuǎn)換模式。寫入任何配置寄存器位也會喚醒設備，但無論設備設置為何種轉(zhuǎn)換模式（CM），都只會啟動一次轉(zhuǎn)換。

串行接口

設備的SPI兼容串行接口用于讀取轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)、讀取和寫入設備配置寄存器以及控制設備操作。僅支持SPI模式1（CPOL=0，CPHA=1）。可使用四路（或雙路）控制信號。在后一種情況下，如果串行總線不與任何其他設備共享，則CS可能被捆綁在低位。專用數(shù)據(jù)就緒信號（DRDY）可配置為與DOUT/DRDY共享。

芯片選擇（CS）

芯片選擇（CS）是一種低輸入，用于選擇SPI通信的設備。當多個設備共享同一個串行總線時，此功能非常有用。在串行通信期間，CS必須保持在低位。當CS取高時，串行接口復位，SCLK被忽略，DOUT/DRDY進入高阻抗狀態(tài)；因此，DOUT/DRDY無法指示數(shù)據(jù)何時準備就緒。DY總線上的多個設備的當前狀態(tài)是不間斷的。如果串行總線不與另一個外圍設備共享，則CS可能被捆綁在低電平。

串行時鐘（SCLK）

串行時鐘（SCLK）具有施密特觸發(fā)輸入，用于分別在DIN和DOUT/DRDY引腳上對輸入和輸出數(shù)據(jù)進行時鐘。即使輸入有滯后，TI建議盡可能保持SCLK的干凈，以防止小故障意外地轉(zhuǎn)移數(shù)據(jù)。如果在13955·tMOD（正常模式，占空比模式）或27910·tMOD（渦輪模式）內(nèi)未發(fā)送完整命令，串行接口復位，下一個SCLK脈沖開始新的通信循環(huán)。當串行接口傳輸中斷時，此超時功能可用于恢復通信。當串行接口空閑時，保持SCLK低。

數(shù)據(jù)就緒（DRDY）

DRDY指示新的轉(zhuǎn)換結(jié)果何時可以檢索。當DRDY下降時，新的轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)準備就緒。DRDY在下一個SCLK上升沿上高躍遷。當連續(xù)轉(zhuǎn)換模式下沒有讀取數(shù)據(jù)時，DRDY保持低位，但在下一個DRDY下降沿前2·tMOD脈沖高。DRDY引腳始終處于主動驅(qū)動狀態(tài)，即使CS很高。

數(shù)據(jù)輸入（DIN）

數(shù)據(jù)輸入引腳（DIN）與SCLK一起用于向設備發(fā)送數(shù)據(jù)（命令和寄存器數(shù)據(jù)）。設備將數(shù)據(jù)鎖存在SCLK下降沿上的DIN上。該設備從不驅(qū)動DIN引腳。

數(shù)據(jù)輸出和數(shù)據(jù)準備（DOUT/DRDY）

DOUT/DRDY具有雙重功能。此引腳與SCLK一起用于從設備讀取轉(zhuǎn)換和寄存器數(shù)據(jù)。DOUT/DRDY數(shù)據(jù)在SCLK上升沿外移。當CS高時，DOUT/DRDY進入高阻抗狀態(tài)。

此外，DOUT/DRDY引腳也可以通過在配置寄存器中設置DRDYM高電平來配置為數(shù)據(jù)就緒指示器。DOUT/DRDY在DRDY引腳變低的同時轉(zhuǎn)換為低電平，以指示新的轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)可用。這兩個信號都可以用來檢測新數(shù)據(jù)是否準備就緒。但是，由于當CS較高時DOUT/DRDY被禁用，因此當SPI總線上存在多個設備時，監(jiān)視轉(zhuǎn)換結(jié)束的推薦方法是使用專用DRDY管腳。

數(shù)據(jù)格式

該設備以二進制2補碼格式提供16位數(shù)據(jù)。正的滿標度輸入產(chǎn)生7FFFh的輸出代碼，負的滿標度輸入產(chǎn)生8000h的輸出代碼。對于超過滿標度（FS）的信號，輸出會在這些代碼處截斷。表9總結(jié)了不同輸入信號的理想輸出代碼。

模擬輸入信號到輸出代碼的映射如圖60所示。

命令

設備提供六種不同的命令來控制設備的操作，如表10所示。四個命令是獨立的指令（復位、啟動/同步、斷電和RDATA）。從設備讀取（RREG）和寫入（WREG）配置寄存器數(shù)據(jù)的命令需要附加信息作為指令的一部分。

重置（0000 011x）

將設備重置為默認值。

啟動/同步（0000 100x）

在單次觸發(fā)模式下，啟動/同步命令用于啟動單個轉(zhuǎn)換，或（在進行轉(zhuǎn)換期間發(fā)送時）重置數(shù)字濾波器，并重新啟動單個新轉(zhuǎn)換。當設備設置為連續(xù)轉(zhuǎn)換模式時，必須發(fā)出一次啟動/同步命令才能開始連續(xù)轉(zhuǎn)換。在連續(xù)轉(zhuǎn)換模式下轉(zhuǎn)換時發(fā)送START/SYNC命令將重置數(shù)字濾波器并從那里開始轉(zhuǎn)換。

斷電（0000 001x）

POWERDOWN命令將設備置于斷電模式。此命令關閉所有內(nèi)部模擬組件，打開低端開關，關閉兩個IDAC，但保留所有寄存器值。一旦發(fā)出START/SYNC命令，所有模擬元件都將恢復到以前的狀態(tài)。

RDATA（0001-xxxx）

RDATA命令使用最新的轉(zhuǎn)換結(jié)果加載輸出移位寄存器。當DOUT/DRDY或DRDY未被監(jiān)視時，可以使用此命令來指示新的轉(zhuǎn)換結(jié)果可用。如果轉(zhuǎn)換在RDATA命令字節(jié)的中間完成，則將更可靠的結(jié)果（舊結(jié)果或新結(jié)果）加載到輸出移位寄存器中。DRDY管腳的狀態(tài)表示加載舊結(jié)果還是新結(jié)果。如果加載了舊的結(jié)果，DRDY將保持在低位，表示新的結(jié)果尚未被讀出。新的轉(zhuǎn)換結(jié)果在DRDY較高時加載。

RREG（0010 rrnn）

RREG命令從寄存器地址rr開始從設備配置寄存器讀取nn（要讀取的字節(jié)數(shù)–1）指定的字節(jié)數(shù)。命令在RREG命令字節(jié)后的nn+1字節(jié)被打卡后完成。例如，從配置寄存器1（rr=01）開始讀取三個字節(jié)（nn=10）的命令是0010 0110。

WREG (0100 rrnn)

WREG命令將nn（要寫入的字節(jié)數(shù)–1）指定的字節(jié)數(shù)寫入設備配置寄存器，從寄存器地址rr開始。命令在WREG命令字節(jié)后的nn+1字節(jié)被時鐘記錄后完成。例如，從配置寄存器0（rr=00）開始寫入兩個字節(jié)（nn=01）的命令是0100 0001。在最后一個SCLK下降沿上更新配置寄存器。

讀取數(shù)據(jù)

當新數(shù)據(jù)準備好檢索時，輸出引腳DRDY和DOUT/DRDY（如果在相應的DRDYM配置寄存器位中配置）轉(zhuǎn)換為低電平。轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)被寫入內(nèi)部數(shù)據(jù)緩沖區(qū)。當DRDY下降到較低水平時，可以直接從DOUT/DRDY上的緩沖區(qū)讀取數(shù)據(jù)，而不必擔心數(shù)據(jù)損壞。不必發(fā)送RDATA命令。數(shù)據(jù)在SCLK上升沿向外移動，MSB優(yōu)先，由兩個字節(jié)的數(shù)據(jù)組成。

圖61至圖63顯示了在不使用RDATA命令時，在連續(xù)轉(zhuǎn)換模式和單次觸發(fā)模式下讀取轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)的時序圖。

也可以在任何時候讀取數(shù)據(jù)，而不必使用RDATA命令與DRDY信號同步。當發(fā)出RDATA命令時，當前存儲在數(shù)據(jù)緩沖區(qū)中的轉(zhuǎn)換結(jié)果可以在以下SCLK上升沿的DOUT/DRDY上移出。作為監(jiān)視DRDY或DOUT/DRDY的替代方法，可以使用RDATA命令連續(xù)讀取數(shù)據(jù)。在LSB被打卡后，必須對DRDY管腳進行輪詢，以確定是否加載了新的轉(zhuǎn)換結(jié)果。如果在讀取操作期間完成了新的轉(zhuǎn)換，但讀取了以前轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)，則DRDY為低。否則，如果讀取最近的結(jié)果，則DRDY為high。圖64和圖65說明了這兩種情況下的行為。

發(fā)送命令

設備串行接口能夠在讀取轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)時進行全雙工操作，而無需使用RDATA命令。全雙工操作意味著在讀取轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)的同時對命令進行解碼。在數(shù)據(jù)讀取操作期間，可以在任何8位數(shù)據(jù)邊界上發(fā)送命令。當識別到RREG或RDATA命令時，當前數(shù)據(jù)讀取操作將中止，轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)將損壞，除非在檢索轉(zhuǎn)換結(jié)果的最后一個字節(jié)時發(fā)送該命令。設備在命令字節(jié)后的第一個SCLK上升沿開始在DOUT/DRDY上輸出請求的數(shù)據(jù)。要想不中斷地讀取數(shù)據(jù)，請將數(shù)據(jù)保持在低位。

WREG命令可以在不破壞正在進行的讀取操作的情況下發(fā)送。圖66顯示了在連續(xù)轉(zhuǎn)換模式下讀取轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)時發(fā)送WREG命令以寫入兩個配置寄存器的示例。在命令被時鐘記錄后（在第32個SCLK下降沿之后），設備重置數(shù)字濾波器并開始使用新的寄存器設置進行轉(zhuǎn)換。WREG命令可以在任何8位邊界上發(fā)送。

請注意，在執(zhí)行RDATA或RREG命令時，串行接口不解碼命令。也就是說，在發(fā)出RDATA命令之后，必須讀取轉(zhuǎn)換結(jié)果的所有16位，并且必須在發(fā)送RREG命令之后讀取所有請求的寄存器，然后才能發(fā)出新的命令。

配置寄存器

該設備有四個可通過SPI端口訪問的8位配置寄存器。配置寄存器控制設備的運行方式，并且可以隨時更改，而不會導致數(shù)據(jù)損壞。通電和復位后，所有寄存器均設置為默認值（均為0）。表11顯示了配置寄存器的寄存器映射。

申請信息

以下章節(jié)給出了電路示例和在各種情況下使用該設備的建議。

基本連接和布局注意事項

對于許多應用，連接設備很簡單。圖67顯示了ADS1120的主要電源和接口連接。

大多數(shù)微控制器SPI外圍設備都可以和ADS1120一起工作。接口在SPI模式1下工作，其中CPOL=0，CPHA=1。在SPI模式1中，SCLK低怠速，數(shù)據(jù)僅在SCLK上升沿上啟動或更改；數(shù)據(jù)由SCLK下降沿上的主從機鎖定或讀取。設備采用的SPI通信協(xié)議的細節(jié)可以在SPI定時特性中找到。

TI建議將47Ω電阻器與所有數(shù)字輸入和輸出引腳（CS、SCLK、DIN、DOUT/DRDY和DRDY）串聯(lián)。這種電阻平滑了急劇的轉(zhuǎn)變，抑制了過沖，并提供了一些過電壓保護。必須注意仍然滿足所有SPI定時要求，因為附加電阻與數(shù)字信號線上的總線電容相互作用。

良好的電源解耦對實現(xiàn)最佳性能至關重要。AVDD和DVDD都應該用至少0.1μF的旁路電容器進行解耦。旁路電容器應盡可能靠近電源插腳，采用低阻抗連接。對于非常敏感的系統(tǒng)，或在惡劣噪聲環(huán)境中的系統(tǒng)，避免使用通孔連接旁路電容器可以提供更好的旁路和抗噪聲能力。

TI建議在為模擬和數(shù)字元件設計印刷電路板（PCB）時采用最佳設計實踐。此建議通常意味著布局應將模擬組件[如ADC、放大器、基準、數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）和模擬MUX]與數(shù)字組件[例如微控制器、復雜可編程邏輯器件（CPLD）、現(xiàn)場可編程門陣列（FPGA）、射頻（RF）收發(fā)器]分開，通用串行總線（USB）收發(fā)器和開關調(diào)節(jié)器]。圖68顯示了一個良好的組件放置示例。雖然圖68提供了一個很好的組件放置示例，但是每個應用程序的最佳布局都是由所采用的幾何結(jié)構(gòu)、組件和PCB制造能力所決定的。也就是說，沒有一個布局對每個設計都是完美的，在使用任何模擬組件進行設計時，必須始終仔細考慮。

為改善噪聲性能，不需要使用分離的模擬和數(shù)字接地層（盡管對于熱隔離，此選項是值得考慮的）。然而，在沒有元件的PCB區(qū)域使用實心接地平面或地面填充物對最佳性能至關重要。如果所使用的系統(tǒng)采用分體式數(shù)字和模擬接地層，TI通常建議接地層盡可能靠近設備連接在一起。

TI還強烈建議在給定系統(tǒng)中，數(shù)字元件，尤其是射頻部分，盡可能遠離模擬電路。此外，盡可能縮短數(shù)字控制軌跡穿過模擬區(qū)域的距離，并避免將這些軌跡放置在敏感的模擬元件附近。數(shù)字回流通常流經(jīng)盡可能靠近數(shù)字通道的接地路徑。如果飛機沒有可靠的接地連接，這些電流可能會找到返回干擾模擬性能的電源的路徑。布局對溫度傳感功能的影響比ADC功能的影響更為顯著。

連接多個設備

當將多個ADS1120設備連接到單個SPI總線時，通過為每個支持SPI的設備使用專用芯片選擇（CS）線，可以安全地共享SCLK、DIN和DOUT/DRDY。當各設備的CS轉(zhuǎn)換為高電平時，DOUT/DRDY進入3狀態(tài)模式。因此，無論配置寄存器中的DRDYM位設置為0還是1，DOUT/DRDY不能用于指示當CS為高時新數(shù)據(jù)可用。只有專用的DRDY引腳表示新數(shù)據(jù)可用，因為DRDY引腳即使在CS很高的情況下也會被激活。

然而，在某些情況下，DRDY引腳不能連接到微控制器。如果微控制器上沒有足夠的GPIO通道，或者串行接口必須電隔離，因此必須限制信道數(shù)量，則可能發(fā)生這種情況。因此，為了評估設備之一的新轉(zhuǎn)換何時準備好，微控制器可以周期性地將CS丟棄到相應的設備并輪詢DOUT/DRDY管腳的狀態(tài)。當CS變低時，DOUT/DRDY引腳立即驅(qū)動高電平或低電平，前提是DRDYM位配置為1。如果DOUT/DRDY線在低CS上驅(qū)動低，則當前有新數(shù)據(jù)可用于打卡。如果DOUT/DRDY線驅(qū)動高，則沒有新數(shù)據(jù)可用。要使此過程正常工作，在每次數(shù)據(jù)讀取操作之后必須發(fā)送16個附加SCLK，以確保在新的轉(zhuǎn)換完成之前DOUT/DRDY取高值。或者，可以使用RDATA命令隨時從設備檢索有效數(shù)據(jù)，而不必擔心數(shù)據(jù)損壞。

熱電偶測量

圖69顯示了使用內(nèi)部高精度溫度傳感器進行冷端補償時熱電偶測量系統(tǒng)的基本連接。除了熱電偶本身，唯一需要的外部電路是兩個偏置電阻、一個簡單的低通抗混疊濾波器和電源去耦電容器。

偏置電阻器RB1和RB2用于將熱電偶的共模電壓設置在PGA規(guī)定的共模電壓范圍內(nèi)（在本例中，設置為中間電源AVDD/2）。如果應用要求熱電偶偏向GND，則必須使用雙極電源（例如，AVSS=–2.5 V和AVDD=+2.5 V）來滿足PGA的共模電壓要求，或者必須繞過PGA。選擇偏壓電阻值時，必須小心，以免偏壓電流降低測量精度。偏壓電流流過熱電偶，會導致熱電偶引線中的自熱和附加電壓降。

除了偏置熱電偶，RB1和RB2也可用于檢測熱電偶導線開路。當其中一根熱電偶引線失效斷開時，偏置電阻將模擬輸入AIN0和AIN1分別拉至AVDD和AVSS。因此，ADC讀取的滿標度值超出熱電偶電壓的正常測量范圍，以指示該故障狀態(tài)。

雖然設備數(shù)字濾波器衰減噪聲的高頻分量，TI通常建議在輸入端提供一階無源RC濾波器，以進一步提高性能。由RF1、RF2和差分電容CDIF構(gòu)成的差分RC濾波器的截止頻率為fC=1/[2π·（RF1+RF2）·CDIF]。還增加了兩個共模濾波電容器CM1和CM2，以衰減高頻共模噪聲分量。TI建議差分電容器CDIF至少比共模電容器CM1和CM2大一個數(shù)量級（10x），因為共模電容器中的失配會導致差分噪聲。

濾波電阻器RF1和RF2也用作限流電阻器。如果輸入端出現(xiàn)過電壓，這些電阻器將輸入裝置模擬輸入端（AIN0和AIN1）的電流限制在安全水平。在選擇濾波器電阻值時應小心，因為流入和流出設備的輸入電流會導致電阻器之間的電壓降。此電壓降在ADC輸入端顯示為附加偏移誤差。TI建議將濾波器電阻值限制在1KΩ以下。

該裝置集成了一個高精度的溫度傳感器，可用于測量冷端溫度。要測量ADS1120的內(nèi)部溫度，必須通過在配置寄存器中將TS位設置為1，將設備設置為內(nèi)部溫度傳感器模式。為了獲得最佳性能，仔細的電路板布局對于在冷端和器件封裝之間獲得良好的導熱性至關重要。

但是，該裝置不執(zhí)行熱電偶的自動冷端補償。這種補償必須在與設備接口的微控制器中完成。微控制器請求裝置提供一個或多個熱電偶電壓讀數(shù)，然后將裝置設置為內(nèi)部溫度傳感器模式（TS=1），以獲取冷端溫度。補償冷端溫度的計算必須在微控制器上實現(xiàn)。

在某些應用中，不能使用集成溫度傳感器（例如，如果精度不夠高或設備不能放置在離冷端足夠近的位置）。在這種情況下，設備的附加模擬輸入通道可用于用熱敏電阻、電阻式溫度檢測器或模擬溫度傳感器測量冷端溫度。

RTD測量

該設備集成了所有必要的功能（如雙匹配可編程電流源、緩沖參考輸入、PGA等），以便于實現(xiàn)比率計量的2線、3線和4線RTD測量。圖70顯示了使用集成在裝置中的勵磁電流源來激勵RTD以及實現(xiàn)RTD引線電阻自動補償?shù)谋嚷适?線RTD測量的典型實施。

圖70中的電路采用比例測量法。換言之，傳感器信號（在這種情況下，通過電阻式溫度檢測器的電壓）和ADC的參考電壓來自同一激勵源。因此，由溫度漂移或噪聲引起的誤差會抵消，因為這些誤差對傳感器信號和參考信號都是常見的。

為了使用該裝置實現(xiàn)比率式3線RTD測量，IDAC1連接至RTD的其中一根勵磁引線，而IDAC2連接至第二根勵磁導線。兩個電流具有相同的值，可通過配置寄存器中的IDAC[2:0]位進行編程。該設備的設計確保了兩個IDAC值緊密匹配，即使是在不同溫度下。兩個電流的總和流過一個精密的低漂移參考電阻，RREF。通過參考電阻產(chǎn)生的電壓VREF如等式16所示。方程式17被用作ADC參考電壓，因為IIDAC1=IIDAC2。

方程式18假設此時RTD（RLEADx）的單個引線電阻值為零。只有IDAC1激勵RTD產(chǎn)生電壓（VRTD），該電壓與溫度可靠的RTD值和IDAC1值成比例。

該裝置使用PGA對RTD內(nèi)部的電壓進行放大，并將產(chǎn)生的電壓與參考電壓進行比較，以產(chǎn)生一個數(shù)字輸出代碼，該代碼與方程式19至方程式21成比例：

從等式21可以看出，輸出代碼僅取決于RTD值、PGA增益和參考電阻（RREF），而不取決于IDAC1值。因此，勵磁電流的絕對精度和溫度漂移并不重要。然而，由于參考電阻的值直接影響測量結(jié)果，因此選擇一個溫度系數(shù)很低的參考電阻對限制由RREF溫度漂移引起的誤差非常重要。

第二個IDAC2用于補償RTD引線電阻上的電壓降引起的誤差。三線電阻式溫度檢測器的三根引線通常具有相同的長度，因此，引線電阻也相同。另外，IDAC1和IDAC2的值相同。因此，通過ADC輸入AIN0和AIN1的差分電壓（VIN）如等式22所示：

當RLEAD1=RLEAD2且IIDAC1=IIDAC2時，式22減為式23：

換言之，只要引線電阻值和IDAC值匹配良好，RTD引線電阻上的電壓降引起的測量誤差就可以得到補償。

一階差分和共模RC濾波器（RF1、RF2、CDIF1、CCM1和CCM2）置于ADC輸入以及參考輸入（RF3、RF4、CDIF2、CCM3和CCM4）上。設計輸入濾波器的相同指南適用于熱電偶測量部分所述。為了獲得最佳性能，TI建議匹配輸入和參考濾波器的轉(zhuǎn)角頻率。有關匹配輸入和參考濾波器的更多詳細信息，請參閱應用報告RTD比率測量和使用ADS1148和ADS1248（SBAA201）進行過濾。

參考電阻RREF不僅用于為器件產(chǎn)生參考電壓，還將RTD的共模電壓設置在PGA規(guī)定的共模電壓范圍內(nèi)。換言之，通過參考電阻的電壓必須滿足方程式13到方程式15的要求。

在設計電路時，還應注意滿足IDACs的合規(guī)電壓要求。IDAC要求最小凈空（AVDD–0.9 V）才能準確操作。這一要求意味著必須始終滿足等式24。

該設備還提供了將idac路由到用于測量的相同輸入的可能性。如果濾波電阻值RF1和RF2足夠小并且匹配良好，那么IDAC1可以路由到AIN1，IDAC2可以路由到AIN0，如圖70所示。這樣，即使兩個共享同一參考電阻的3線電阻式溫度檢測器也可以用一個裝置進行測量。

實施2線或4線RTD測量與圖70所示的3線RTD測量非常相似，只是只需要一個IDAC。圖71和圖72分別顯示了2線和4線RTD測量的典型電路實現(xiàn)。

橋梁測量

該設備提供了幾個特性，以便于比率電橋測量的實現(xiàn)（例如增益高達128 V/V的PGA、緩沖、差分參考輸入和低壓側(cè)電源開關）。

為了實現(xiàn)比率電橋測量，電橋激勵電壓同時用作ADC的參考電壓，如圖73所示。在這種結(jié)構(gòu)下，勵磁電壓的任何漂移也會出現(xiàn)在參考電壓上，從而消除漂移誤差。兩個設備參考輸入對中的任何一個都可以連接到電橋勵磁電壓。但是，只有負參考輸入（REFN1）可以內(nèi)部路由到低壓側(cè)電源開關。通過將電橋的低壓側(cè)連接到REFN1，該裝置可通過打開低壓側(cè)電源開關自動關閉電橋。當配置寄存器中的PSW位設置為1時，設備在每次發(fā)出斷電命令時打開交換機，并在發(fā)送啟動/同步命令時再次關閉交換機。

PGA提供高達128V/V的增益，這有助于放大小的差分電橋輸出信號，以優(yōu)化ADC滿量程范圍。采用一個激勵電壓等于器件電源電壓的對稱電橋，保證了該電橋的輸出信號滿足PGA的共模電壓要求。

注意，最大輸入電壓限制為VIN（MAX）=[（AVDD–AVSS）–0.4 V]/增益，這意味著整個滿標度范圍[FS=（AVDD–AVSS）/增益]不能用于此配置。這種限制是由于PGA放大器（A1和A2）的輸出驅(qū)動能力造成的；見圖39。每個放大器的輸出必須保持200mv遠離軌道（AVDD和AVSS），否則PGA將變得非線性。因此，PGA的最大輸出擺幅限制在VOUT=（AVDD–AVSS）–0.4v。

偽代碼示例

下表顯示了一個偽代碼序列，其中包含設置設備和與設備接口的微控制器所需的步驟，以便在連續(xù)轉(zhuǎn)換模式下從ADS1120獲取后續(xù)讀數(shù)。專用的DRDY管腳用于指示新轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)的可用性。默認配置寄存器設置更改為增益=16、連續(xù)轉(zhuǎn)換模式和同時50赫茲和60赫茲抑制。

通電；

延誤；

將微控制器的SPI接口配置為SPI模式1（CPOL=0，CPHA=1）；

如果CS引腳沒有永久性地綁低，配置連接到CS的微控制器GPIO作為輸出；

配置連接到DRDY引腳的微控制器GPIO作為中斷輸入；

將CS設置為設備低電平；

延誤；

發(fā)送復位命令（06h），確認裝置上電后復位正確；

使用WREG命令（43h、08h、04h、10h和00h）寫入相應的寄存器配置；

延誤；

作為健全性檢查，使用RREG命令讀回所有配置寄存器（23h）；

延誤；

發(fā)送啟動/同步命令（08h），以連續(xù)轉(zhuǎn)換模式開始轉(zhuǎn)換；

延誤；

清除CS到高（重置串行接口）；

循環(huán)

{

等待DRDY變低；

取CS低；

延誤；

發(fā)送16個SCLK上升沿，讀出DOUT上的轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)；

延誤；

清除CS到高；

}

取CS低；

延誤；

發(fā)送掉電命令（02h）停止轉(zhuǎn)換，使設備進入斷電模式；

延誤；

清除CS到高；

TI建議在執(zhí)行任何測量或更改PGA增益時運行偏移校準。例如，可以通過將輸入端短路到中間電源（MUX[3:1]=1110）來測量設備的內(nèi)部偏移。然后，微控制器從輸入短路的設備中獲取多個讀數(shù)，并將平均值存儲在微控制器存儲器中。當測量傳感器信號時，微控制器然后從每個設備讀數(shù)中減去存儲的偏移值，以獲得偏移補償結(jié)果。

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