工作電源IC電壓為5V

12V至12V母線

高達1.3A柵電流能力

TTL兼容5位可編程

輸出符合VRM 8.5：

1.050V至1.825V，二進制0.025V

臺階

電壓模式PWM控制

輸出精度高：±1%

過線和溫度

變化

快速負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)：

從0%到100%占空比

電源良好輸出電壓

過壓保護和

監(jiān)視器

實現(xiàn)過電流保護

使用上MOSFET的RdsON

200kHz內(nèi)部振蕩器

外部可調(diào)振蕩器

從50KHz到1MHz

軟啟動和抑制功能

應(yīng)用

高級電源

微處理器核心

分布式電源

說明

該裝置是一種電源控制器旨在為大電流微處理器提供高性能DC/DC con 版本。精確的5位數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）允許調(diào)整輸出電壓從1.050到1.825，雙階躍為25mV。高精度的內(nèi)部基準(zhǔn)確保選擇的輸出電壓在±1%以內(nèi)。高峰當(dāng)前的門驅(qū)動器提供了快速切換到提供低開關(guān)損耗的外部功率mos。該裝置保證了對負(fù)載的快速保護過電流和負(fù)載過電壓。外部SCR在以下情況下觸發(fā)撬開輸入電源硬過電壓。只要檢測到過電壓，還提供了一個內(nèi)部撬桿來打開低側(cè)mosfet。如果檢測到過電流，軟起動電容器在系統(tǒng)中放電在打嗝模式下工作。

電氣特性（Vcc=12V；T=25°C，除非另有規(guī)定）

設(shè)備說明

該器件是采用BCD技術(shù)實現(xiàn)的集成電路。它提供完整的控制邏輯和保護為高性能降壓DC-DC轉(zhuǎn)換器優(yōu)化微處理器電源。它是設(shè)計的在同步整流buck拓?fù)渲序?qū)動N溝道m(xù)osfet。該裝置工作正常，Vcc范圍從5V到12V，并從1.26V功率級電源電壓（Vin）開始調(diào)節(jié)輸出電壓。這個轉(zhuǎn)換器的輸出電壓可以精確調(diào)節(jié)，通過編程VID引腳，從1.050V到1.825V采用25mV二進制步進，溫度和線電壓變化的最大公差為±1%。這個該裝置提供快速瞬態(tài)響應(yīng)的電壓模式控制。它包括一個200kHz的自激振蕩器從50kHz到1MHz可調(diào)。誤差放大器具有15MHz增益帶寬產(chǎn)品和10V/ms轉(zhuǎn)換率，允許高轉(zhuǎn)換器帶寬的快速瞬態(tài)性能。產(chǎn)生的PWM占空比循環(huán)范圍從0%到100%。該裝置可防止過電流進入故障模式。該器件通過使用上部MOSFET的rDS（ON）來監(jiān)測電流，這就不需要電流感應(yīng)電阻器。該裝置提供SO20包裝。

振蕩器

開關(guān)頻率在內(nèi)部固定為200kHz。內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生三角形波形為PWM充放電與恒流內(nèi)部電容器。電流輸送到振蕩器通常為50μA（Fsw=200kHz），可以使用連接在RT引腳和GND或VCC。因為RT引腳保持在固定電壓（典型。1.235V），頻率可變與電流成比例地從銷上沉下（被強迫）。特別是連接到GND的頻率增加（電流從引腳下沉），根據(jù)以下關(guān)系：

將RT連接到VCC=12V或VCC=5V時，頻率降低（電流被強制進入引腳），根據(jù)與以下關(guān)系：

開關(guān)頻率變化與RT的關(guān)系如圖1所示。

注意，這是因為沒有向一個管腳輸入電流，所以不會停止向一個管腳輸入電流振蕩器。

數(shù)模轉(zhuǎn)換器

內(nèi)置的數(shù)模轉(zhuǎn)換器允許將輸出電壓從1.050V調(diào)整到1.825V25毫伏二進制步進，如前表1所示。內(nèi)部參考被修剪以確保精度占1%。

調(diào)節(jié)的內(nèi)部參考電壓由電壓識別（VID）引腳編程。這些是內(nèi)部DAC的TTL兼容輸入，通過一系列提供內(nèi)部參考電壓的電阻實現(xiàn)。VID代碼驅(qū)動多路復(fù)用器，該多路復(fù)用器在分隔線的點。DAC輸出被傳送到獲得VPROG參考電壓的放大器（即誤差放大器的設(shè)定值）。提供內(nèi)部上拉（通過5μa電流發(fā)生器實現(xiàn)）；在這種情況下這樣，編程邏輯“1”就足夠讓引腳浮動，而編程邏輯“0”就足夠短了引腳接地。

電壓識別（VID）引腳配置還設(shè)置功率良好閾值（PGOOD）和過壓保護（OVP）閾值。

軟啟動和抑制

在啟動時，通過10μa恒定電流向外部電容器CSS充電，產(chǎn)生斜坡，如如圖2所示。當(dāng)軟啟動電容器（VSS）上的電壓達到0.5V時，低功率MOS打開，對輸出電容器進行放電。當(dāng)VSS達到1V（即振蕩器三角波的下限）時，上限MOS開始開關(guān)，輸出電壓開始增加。VSS增長電壓最初鉗制誤差放大器的輸出，因此VOUT線性增加，如圖2所示。在這個階段，系統(tǒng)以開環(huán)的方式工作。當(dāng)VSS等于VCOMP時松開誤差放大器輸出端的鉗位。在任何情況下，在誤差放大器保持激活狀態(tài)，允許VOUT以較低的斜率增長（即VSS電壓的斜率，見圖2）。在第二階段，系統(tǒng)以閉環(huán)方式工作，參考值不斷增加。作為輸出電壓達到期望值VPROG，同時對誤差放大器輸入端的箝位進行了去除，并對軟硬件進行了仿真開始結(jié)束。Vss增加，直到最大值約為4V。如果VCC和OCSET引腳同時存在，軟啟動將不會發(fā)生，并且相關(guān)引腳內(nèi)部對地短路不會超過它們自己的開啟閾值；這樣，只有當(dāng)兩個電源同時存在時，設(shè)備才會開始切換。在正常運行期間，如果在兩個電源中的一個上檢測到任何欠電壓，則SS引腳內(nèi)部對地短路，因此SS電容器迅速放電。器件進入抑制狀態(tài)，迫使SS引腳低于0.4V。在這種情況下，兩個外部MOSFET保持不變關(guān)閉。

司機室高、低壓側(cè)驅(qū)動器的驅(qū)動能力允許使用不同類型的功率MOS（也可以是多個MOS降低RDSON），保持快速開關(guān)轉(zhuǎn)換。低壓側(cè)mos驅(qū)動器由Vcc直接提供，而高壓側(cè)驅(qū)動器由啟動引腳提供。采用自適應(yīng)死區(qū)控制來防止交叉?zhèn)鲗?dǎo)，并允許使用多種類型的mos  fet。當(dāng)下柵極大于200mV時，避免了上mos導(dǎo)通，而下mos導(dǎo)通為如果相位引腳超過500毫伏，則應(yīng)避免。在任何情況下，上部mos在低壓側(cè)關(guān)閉。在5V和12V時，高電平（圖3）和低電平（圖4）的峰值電流都顯示出來了這些測量中使用了荷載。對于較低的驅(qū)動器，源峰值電流為1.1A@Vcc=12V和500mA@Vcc=5V，而sink峰值則為電流為1.3A@Vcc=12V，500mA@Vcc=5V。同樣，對于上層驅(qū)動器，源極峰值電流為1.3A@Vboot V相=12V，600mA@Vboot  V相=5V，陷波峰值電流為1.3A@Vboot V相=12V，550mA@Vboot V相=5V。

圖3。高側(cè)驅(qū)動峰值電流。

Vboot V相=12V（左）Vboot V相=5V（右）CH1=高壓側(cè)柵極CH4=電感電流

監(jiān)控和保護

輸出電壓通過引腳1（VSEN）進行監(jiān)控。如果不在編程值的±10%（典型值）范圍內(nèi)值，則powergood輸出強制為低。當(dāng)輸出電壓達到大于17%（典型值）時，裝置提供過電壓保護名義上的那個。如果輸出電壓超過此閾值，則OVP引腳被強制為高電平（5V）和較低的驅(qū)動器只要檢測到過電壓，就會打開。OVP引腳可按順序提供高達60毫安（分鐘）的電流觸發(fā)一個連接到外部的可控硅來燒斷輸入保險絲。低側(cè)mosfet的導(dǎo)通實現(xiàn)了這一功能不使用SCR時，有助于保持輸出低。為了執(zhí)行過電流保護，該器件比較了高壓側(cè)MOS的壓降，因為通過外部電阻（ROCS）的電壓連接在OCSET引腳和漏極之間上莫斯。因此，過電流閾值（IP）可通過以下關(guān)系式進行計算：

其中IOCS的典型值為200μA。

要計算ROCS值，必須考慮最大RDSON（以及隨溫度變化的變化）以及IOC的最小值。為了避免過電流保護的意外觸發(fā)，這種關(guān)系必須

滿意的：

式中∆I為電感紋波電流，IOUTMAX為最大輸出電流。在輸出短路的情況下，軟啟動電容器以恒定電流（10μA典型值）放電，以及

S引腳達到0.5V軟啟動階段重新啟動。在軟啟動過程中，過電流保護始終處于激活狀態(tài)，如果此類事件發(fā)生，設(shè)備將關(guān)閉兩個MOSFET，SS電容器在達到約4V的上限后再次充電。系統(tǒng)現(xiàn)在以中斷模式工作，如如圖5a所示。在消除過流原因后，設(shè)備重新正常工作，無需電源開關(guān)。

電感器設(shè)計

電感值由瞬態(tài)響應(yīng)時間、效率和成本之間的折衷來定義還有尺寸。必須計算電感器以維持輸出，并維持輸入電壓變化紋波電流∆IL在最大輸出電流的20%和30%之間。電感值可通過以下關(guān)系式計算：

其中fSW是開關(guān)頻率，VIN是輸入電壓，VOUT是輸出電壓。圖5b顯示在vin=5V和vin=12V的情況下，紋波電流與不同電感值的輸出電壓之比。增加電感值會降低紋波電流，但同時也會降低轉(zhuǎn)換器負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)時間。如果補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計良好，裝置能夠打開或關(guān)閉占空比高達100%或降至0%。響應(yīng)時間現(xiàn)在是電感器所需的時間將其當(dāng)前值從初始值更改為最終值。由于電感器尚未完成充電時間，輸出電流由輸出電容器提供。響應(yīng)時間越短，輸出電容越小必修的。負(fù)載瞬態(tài)的響應(yīng)時間因負(fù)載的應(yīng)用或移除而不同：如果在負(fù)載施加期間，電感器被等于輸入和輸出之間差的電壓充電電壓，在拆卸過程中，它只由輸出電壓放電。以下表達式給出了補償網(wǎng)絡(luò)響應(yīng)足夠快的情況下∆I負(fù)載瞬態(tài)的近似響應(yīng)時間：

最壞的情況取決于可用的輸入電壓和選定的輸出電壓。不管怎樣，最壞的case是負(fù)載移除后的響應(yīng)時間，最小輸出電壓已編程，最大輸入電壓可用。

輸出電容器

由于微處理器在進行負(fù)載瞬變時要求電流變化超過10A，因此輸出電容器是電源快速響應(yīng)的基本元件。在事實上，在最初的幾微秒內(nèi)，它們向負(fù)載提供電流。控制器立即識別負(fù)載瞬態(tài)，并將占空比設(shè)置為100%，但電流斜率受電感器值的限制。由于電容器內(nèi)部的電流變化（忽略ESL）：∆VOUT=∆IOUT·ESR

電容器在沒有負(fù)載的情況下需要維持最小的電流值。這個輸出電容器放電引起的電壓降可通過以下公式得出：

其中，DMAX是最大占空比值，即100%。ESR越低，輸出降越低在負(fù)載瞬變過程中，輸出電壓的靜態(tài)紋波越低。

輸入電容器

輸入電容器必須承受上部MOS導(dǎo)通時產(chǎn)生的紋波電流，因此必須具有低ESR，以盡量減少損耗。該紋波的rms值為：

其中D是占空比。當(dāng)D=0.5時，方程達到最大值。最壞情況下的損失是：

補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

圖7所示的電壓降控制功能（圖7）是一種電壓降控制功能模塊化，減小了輸出電容器的尺寸和成本。這種方法“恢復(fù)”了負(fù)載瞬態(tài)中由于輸出電容器ESR引起的部分壓降，引入了輸出電壓對負(fù)載電流的依賴性：在輕負(fù)載下，輸出電壓將高于標(biāo)稱水平，而在高負(fù)載下，輸出電壓將低于標(biāo)稱值。

如圖6所示，ESR降在任何情況下都存在，但使用降速函數(shù)，則輸出電壓最小。實際上，降速功能引入了與輸出電流成比例的靜態(tài)誤差（圖6中的Vdroop）。由于不存在感應(yīng)電阻，因此使用電感的固有電阻（幾個mΩ）。因此，在反饋信號中加入低通濾波電感電壓（即電感電流），以簡單的方式實現(xiàn)下垂功能。指的是如圖7所示，閉環(huán)系統(tǒng)的靜態(tài)特性為：

式中，VPROG是數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸出電壓（即設(shè)定值），RL是電感抵抗。方程的第二項允許在零負(fù)載（∆V+）下產(chǎn)生正偏移；第三項引入下垂效應(yīng)（∆VDROOP）。注意，如果出現(xiàn)以下情況，下垂效應(yīng)等于ESR降：

考慮到先前的關(guān)系，可以確定R2、R3、R8和R9，以獲得期望的下垂效應(yīng)如下：為R2選擇一個在數(shù)百KΩ范圍內(nèi)的值，以獲得另一個的實際值組件

根據(jù)上述方程式，得出：

其中IMAX是最大輸出電流。

必須選擇部件R3，以獲得R3<<R8//R9，以允許這些和連續(xù)的簡化。因此，在降速功能下，輸出電壓隨著負(fù)載電流的增加而降低，因此直流輸出阻抗等于電阻路徑。當(dāng)輸出阻抗與頻率恒定時，很容易驗證負(fù)載傳輸下的輸出電壓偏差最小。為了選擇補償網(wǎng)絡(luò)的其他元件，考慮了電壓環(huán)的傳遞函數(shù)。為了簡化分析，假設(shè)R3<<Rd，其中Rd=（R8//R9）。

可以忽略R8與相位的連接來計算傳遞函數(shù)，因為，正如后面將要看到的，這種連接只有在低頻時才重要。所以R4被認(rèn)為與VOUT有關(guān)。在此消耗下，電壓回路具有以下傳遞函數(shù)：

注意:為了理解前面假設(shè)的原因，必須考慮圖9中的方案。在該方案中，由于在頻率范圍內(nèi)，電感電流被負(fù)載電流代替對于下垂函數(shù)來說，這些電流基本上是相同的，并且假設(shè)下垂網(wǎng)絡(luò)不代表電感器充電。

因為在感興趣的范圍| Gloop |>>1。

為了得到一個平坦的形狀，考慮的關(guān)系自然會隨之而來。VRM演示板說明圖10顯示了VRM評估板的電路原理圖。該設(shè)計是為VRM開發(fā)的8.5靈活的主板應(yīng)用程序提供高達28.5A。一個附加電路感應(yīng)到一個Vtt總線（1.2V典型值），并在以下情況下產(chǎn)生一個2.5mS（典型值）延遲的Vtt_PWRGD信號此軌道電壓超過1.1V。Vtt PWRGD信號的斷言使設(shè)備與ENOUT輸入一起啟用。

效率

在不同的輸出電壓下，測量的效率與負(fù)載電流的關(guān)系如圖11所示。在應(yīng)用程序中高壓側(cè)使用并聯(lián)連接的兩個MOSFET STS12NF30L（30V，8.5mΩ，VGS=12V），而其中三個用于低側(cè)。

電感器設(shè)計

由于最大輸出電流為28.5A，為了具有20%的紋波（5A），選擇的電感器為1.5μH。輸出電容器

在演示中，使用了6個型號為6SP680M的OSCON電容器，每個電容器的最大ESR等于12mΩ。因此，產(chǎn)生的ESR為2mΩ。對于最壞情況下28.5A的負(fù)載瞬態(tài)，電壓降為：∆Vout=28.5*0.002=57mV考慮到最大負(fù)載電流，負(fù)載瞬變過程中電容器放電引起的電壓降等于100%，結(jié)果為46.5mV，編程輸出為1.85V。

輸入電容器

對于IOUT=28.5A和D=0.5（輸入電流紋波的最壞情況），Irms等于17.8A。選擇三個最大ESR等于12mΩ的OSCON elec  trolityc容器6SP680M，以補償紋波。所以最壞情況下的損失是：

過電流保護

用相關(guān)章節(jié)中報告的關(guān)系替換演示板參數(shù)，（IOCSMIN=170μA；IP=33A；RDSONMAX=3mΩ），結(jié)果ROCS=1kΩ。

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