特征

●高線性接近極限

●超速檔快速恢復：1ns

●限制電壓精度：±10mV

●–3dB帶寬（G=+6）：260MHz

●增益帶寬乘積：1000MHz

●G≥+4V/V穩(wěn)定

●轉(zhuǎn)換速率：1400V/μs

●±5V和+5V電源操作

●低增益版本：OPA698

應用

●具有快速超速恢復的跨阻

●快速限制ADC輸入驅(qū)動器

●低比例延遲比較器

●非線性模擬信號處理

●差分放大器

●中頻限制放大器

●OPA689升級

說明

OPA699是一款寬頻帶電壓反饋運放，提供雙極輸出電壓限制，增益≥+4時穩(wěn)定。兩個緩沖的限制電壓采取控制輸出時，它試圖超過這些限制。這種新的輸出限制結(jié)構(gòu)將限幅器偏移誤差保持在±10mV。運算放大器線性工作在20毫伏范圍內(nèi)。

窄的非線性范圍和低的限制偏移的結(jié)合允許限制電壓被設置在期望的線性輸出范圍的100mV之內(nèi)。從限制中快速恢復1ns可確保過驅(qū)動信號對信號通道是透明的。在輸出端實現(xiàn)限制功能，與輸入端相反，可以為任何增益提供指定的限制精度，并允許OPA699用于所有標準運算放大器應用。

非線性模擬信號處理電路將受益于OPA699從線性操作到輸出限制的急劇轉(zhuǎn)變。快速恢復時間支持高速應用。

OPA699在一個SO-8封裝中有一個工業(yè)標準的pinout。對于需要快速恢復輸出限制的低增益應用，請考慮OPA698。

典型特性：VS=±5V

TA=+25°C，G=+6，RF=750Ω，RL=500Ω，VH=–VL=2V，除非另有說明。

典型特性：VS=+5V

TA=+25°C，G=+6，RF=750Ω，RL=500Ω至VCM=+2.5V，VL=VCM–1.2V，VH=VCM+1.2V，除非另有說明。

典型應用

寬帶限壓操作

高電壓反饋放大器結(jié)合了69V/a的高電壓反饋特性。它的輸出可以從每根軌道上擺動高達1V，輸出電流可達120mA。這些功能使其成為驅(qū)動ADC的理想接口，同時為ADC輸入增加超速保護。

圖1顯示了作為±5V電氣特性和典型特性基礎的直流耦合、增益為+6V/V的雙電源電路配置。出于測試目的，輸入阻抗設置為50Ω，電阻接地，輸出設置為500Ω。規(guī)范中報告的電壓波動直接在輸入和輸出引腳處測量。對于圖1中的電路，總輸出負載為500Ω| | 900Ω=321Ω。通過+V和VH接地之間的分壓器網(wǎng)絡，將限壓引腳設置為±2V–VL的VS和接地。這些限制器電壓通過0.1μF陶瓷電容器充分繞過。限制器電壓（VH和VL）以及各自的偏置電流（IVH和IVL）具有所示的極性。圖1中包含了一個附加組件。附加電阻器（100Ω）與非換向輸入串聯(lián)。再加上25Ω直流源電阻回望信號發(fā)生器，這就產(chǎn)生了一個輸入偏置電流抵消電阻，與逆變輸入處的125Ω源電阻相匹配（參見直流精度和偏移控制部分）。電源旁路電源由兩個電容器組成：一個是2.2μF的電解電容器，另一個是0.1μF陶瓷電容器。電源旁路電容器在圖1和2中明確顯示，但將在其他圖中假定。兩個電源引腳之間還可以包括一個額外的0.01μF電源去耦電容器（此處未顯示）。在實際的PC板布局中，這種可選的、添加的電容器通常會將2次諧波失真性能提高3分貝至6分貝。

單電源，無轉(zhuǎn)換放大器

圖2顯示了一個交流耦合，非轉(zhuǎn)換增益放大器，用于單+5V電源操作。該電路用于OPA699的交流特性，電源為50Ω（與之匹配），負載為500Ω。非換向輸入上的中點參考由兩個1.5kΩ電阻器設置。這就產(chǎn)生了一個輸入偏置電流抵消電阻，與在逆變輸入處看到的750Ω直流電源電阻相匹配（請參閱直流精度和偏移控制部分）。電源的電源旁路由兩個電容器組成：一個是2.2μF的電解電容器，一個是0.1μF的陶瓷電容器。電源旁路電容器在圖1和圖2中明確顯示，但在其他圖中會假定。限制器電壓（VH和VL）以及各自的偏置電流（IVH和IVL）具有所示的極性。這些限制器電壓通過0.1μF陶瓷電容器充分繞過。注意，單電源電路可以使用三個電阻來設置VH和VL，而雙電源電路通常使用四個電阻來參考接地的極限電壓。當該電路顯示+5V工作時，同一電路可用于高達+12V的單電源。

寬帶逆變操作

將OPA699作為逆變放大器運行有幾個好處，當需要匹配的50Ω源和輸入阻抗時尤其有用。圖3顯示了作為逆變模式典型特性基礎的-4V/V電路的逆變增益。

在逆變情況下，只有反饋電阻作為總輸出負載的一部分與實際負載并聯(lián)。對于典型特性中使用的500Ω負載，此反向配置中的總負載為329Ω。增益電阻設置為獲得所需增益（在本例中，增益為–4時為187Ω），而如果需要，可使用附加輸入電阻（RM）將總輸入阻抗設置為等于源。在這種情況下，RM=68.1Ω與187Ω增益設定電阻器并聯(lián)，可獲得50Ω的匹配輸入阻抗。只有當輸入需要與源阻抗匹配時，才需要這種匹配，如使用圖3的電路進行的特性測試。

對于偏置電流消除匹配，無換向輸入需要169Ω電阻接地。該電阻器的計算包括直流耦合50Ω源阻抗以及RG和RM。盡管該電阻器將消除偏置電流，但必須將其良好地解耦（圖3中為0.1μF），以過濾電阻器的噪聲貢獻和輸入電流噪聲。

當所需的RG電阻器在較高增益下接近50Ω時，圖3中電路的帶寬將遠遠超過圖1中相同增益幅度下的帶寬。當分析中包括50Ω源阻抗時，圖3電路的噪聲增益較低。例如，在信號增益為–15（RG=50Ω，RM=open，RF=750Ω）時，由于在噪聲增益方程中添加了50Ω源，圖3電路的噪聲增益將為1+750Ω/（50Ω+50Ω）=8.5。這種方法提供的帶寬比不可逆增益+15要高得多。將1GHz增益帶寬乘積用于OPA699，從50Ω源到50ΩRG的反向增益為–15將提供140MHz帶寬，而非反轉(zhuǎn)增益為+8將產(chǎn)生55MHz帶寬，如圖4的測量結(jié)果所示。

改進型SFDR的低增益補償

在需要低增益且可接受反轉(zhuǎn)操作的情況下，可使用新的外部補償技術(shù)來保持OPA699的全轉(zhuǎn)換率和噪聲效益，同時提供由非單位增益穩(wěn)定運算放大器提供的增加的環(huán)路增益和相關(guān)失真改善。這項技術(shù)形狀的環(huán)路增益，以獲得良好的穩(wěn)定性，同時提供一個容易控制的二階低通頻率響應。要設置補償電容器（CS和CF），請考慮圖5中的半電路，其中使用50Ω電源。

僅考慮圖5電路的噪聲增益，低頻噪聲增益（NG1）由電阻比設定，而高頻噪聲增益（NG2）由電容比設定。電容值設置了過渡頻率和高頻噪聲增益。如果由NG2=1+CS/CF確定的高頻噪聲增益被設置為大于運算放大器建議的最小穩(wěn)定增益的值，并且噪聲增益極點（由1/RFCF設置）被正確放置，則會產(chǎn)生一個非常好控制的二階低通頻率響應。

要同時選擇CS和CF的值，只需求解兩個參數(shù)和三個方程。第一個參數(shù)是目標高頻噪聲增益（NG2），它應該大于OPA699的最小穩(wěn)定增益。這里，使用NG2=26的目標。第二個參數(shù)是期望的低頻信號增益，它也設置了低頻噪聲增益（NG1）。為了簡化討論，我們將目標對準最大平坦的二階低通巴特沃斯頻率響應（Q=0.707）。圖5中所示的信號增益將低頻噪聲增益設置為NG1=1+RF/RG（=2）。然后，僅使用這兩個增益和OPA699（1000MHz）的增益帶寬積，補償中的關(guān)鍵頻率由等式1設定。

在物理上，這個ZO（22.3MHz，對于上面所示的值）設置為1/（2πRF（CF+CS）），并且是噪聲增益的上升部分與單位增益相交的頻率（如果投影回0dB增益）。噪聲增益的實際零點出現(xiàn)在NG1•ZO處，噪聲增益中的極點出現(xiàn)在NG2•ZO處。該極點實際設置為1/（RFCF）。因為GBP是用赫茲表示的，所以用ZO乘以2π，就可以得到CF通過求解方程2。

最后，由于CS和CF設置了高頻噪聲增益，因此使用方程3確定CS（使用NG2=6求解CS）：

得出CS=15pF。

在圖5中，這兩個計算值都略有減少，以說明寄生蟲。由此得到的closedloop帶寬約等于等式4。

對于圖5所示的值，f–3dB約為149MHz。這比簡單地將增益帶寬積（GBP）乘積除以NG1所預測的要小。補償網(wǎng)絡將帶寬控制到較低的值，同時在輸出端提供全轉(zhuǎn)換率，并且由于在低于NG1•ZO的頻率下增加了環(huán)路增益，從而改善了失真性能。

低失真，有限輸出，ADC輸入驅(qū)動器

圖6顯示了一個簡單的ADC驅(qū)動程序，它在單個電源上工作，并提供了出色的失真性能。極限電壓跟蹤轉(zhuǎn)換器的輸入范圍，完全防止輸入過驅(qū)動。注意，限制電壓已設置為高于/低于轉(zhuǎn)換器相應參考電壓100毫伏。該電路還利用外部補償實現(xiàn)了一種改進的失真，使反向增益為–2。

有限輸出，差分ADC輸入驅(qū)動器

圖7顯示了一個利用OPA699限制器保護ADC輸入的差分ADC驅(qū)動程序。使用兩個OPA699。第一個是增益為-2的反轉(zhuǎn)配置。第二個是在增益為+2的不可逆配置中。參考“改進型SFDR的低增益補償”一節(jié)，了解OPA699在增益小于4時工作時的穩(wěn)定性問題的討論。每個放大器擺動2VPP，提供4VPP差分信號來驅(qū)動ADC的輸入。限制器設置在遠離每個放大器最大信號量100mV的地方，以便在保持可接受的失真水平的同時為ADC提供輸入保護。

精密半波整流器

圖8顯示了一個具有卓越精度和速度的半波整流器。VH（針腳8）通常在打開時默認為3.5，而負極限設置為接地。

圖8中電路的增益設置為+6。圖9顯示了±0.5V 100MHz輸入的輸入和輸出。

超高速施密特觸發(fā)器

圖10顯示了一個非常高速的施密特觸發(fā)器。輸出電平被精確定義，開關(guān)時間異常。輸出電壓在VH和VL之間波動。

電路工作如下。當輸入電壓小于VHL時，輸出限制在VH。當輸入大于VHH時，輸出限制在VL，VHL和VHH定義如下：

由于施密特觸發(fā)器實現(xiàn)的反轉(zhuǎn)功能，VHL對應于VOUT=VH，VHH對應于VOUT=VL。

圖11顯示了施密特觸發(fā)器在VREF=+5V下工作。這給了我們VHH=2.4V和VHL=1.6V。在施密特觸發(fā)器配置中，OPA699的傳播延遲從高到低是4ns，從低到高是4ns。

設計工具

演示夾具

印刷電路板（PCB）可用于幫助使用OPA699對電路性能進行初步評估。夾具作為未填充的PCB免費提供，隨用戶指南一起交付。該夾具的匯總信息如表1所示。

演示夾具可在德州儀器網(wǎng)站上索取，通過OPA699產(chǎn)品文件夾。

操作建議

操作理論

OPA699是一個電壓反饋，增益為+4V/V的穩(wěn)定運算放大器。輸出電壓限制在限制器引腳（5和8）上的電壓設置的范圍內(nèi)。當輸入試圖過驅(qū)動輸出時，限制器控制輸出緩沖器。限制器的這一動作避免了信號通路的任何部分飽和，在任何信號增益下都能實現(xiàn)快速的超速恢復和良好的限制器精度。限制器從線性工作區(qū)到輸出限制有一個非常尖銳的過渡。這種轉(zhuǎn)換允許限制器電壓設置在非常接近（<100mV）的期望信號范圍。在限制器電壓附近，失真性能也很好。

輸出限制器

當輸出電壓介于限制電壓VH（引腳8）和VL（引腳5）之間時，輸出電壓與輸入線性相關(guān)。當輸出試圖超過VH或VL時，相應的限制器緩沖器控制輸出電壓并將其保持在VH或VL。因為限制器作用于輸出，所以它們的精度不會隨增益而變化。從線性工作區(qū)到輸出限制的過渡非常明顯，期望的輸出信號可以安全地達到VH或VL的30mV范圍內(nèi)，不會出現(xiàn)非線性。限制器電壓可設置在電源的0.7V范圍內(nèi)（VL≥-VS+0.7V，VH≤+VS-0.7V）。它們之間的距離必須至少為400毫伏（VH–VL≥0.4伏）。當插腳5和8保持打開狀態(tài)時，VH和VL進入默認電壓限制；最小值在電氣規(guī)范中給出。從圖12中可以看出零偏電流情況下的預期范圍（VS–默認極限電壓）=凈空。

當電源的限制器電壓大于2.1V時（VL≥-VS+2.1V或VH≤+VS–2.1V），可以使用簡單的電阻分壓器來設置VH和VL（見圖1）。確保在計算中包括限制器輸入偏置電流（圖8）（即，針腳5中的IVL=50μA，針腳8中的IVH=+50μA）。為了獲得良好的限制器電壓精度，運行一個最小1mA靜態(tài)偏置電流通過這些電阻器。當限制器電壓需要在電源的2.1V范圍內(nèi)（VL≤-VS+2.1V或VH≥+VS–2.1V）時，考慮使用低阻抗緩沖器來設置VH和VL，以盡量減少由于偏壓電流不確定性引起的誤差。這種情況通常適用于單電源操作（VS=+5V）。圖2通過設置VH和VL的電阻分壓器運行2.5mA。這限制了由于IVH和IVL<±1%的目標極限電壓引起的誤差。限制器的直流精度取決于對細節(jié)的關(guān)注。兩個主要誤差源可以改進如下：

•電源用于驅(qū)動設置VH和VL的電阻分壓器時，可能會產(chǎn)生較大的誤差（例如±5%）。使用更精確的電源，用好的電容器繞過引腳5和8，可以提高限幅器的PSRR。

•電阻器中的分壓器也可以控制電阻公差。使用1%的電阻。

其他誤差源也有影響，但對限制器直流精度的影響很小：

•減少由限制器輸入偏置電流引起的偏移。如上所述，選擇電阻分壓器中的電阻器。

•將信號路徑直流誤差視為導致可用輸出擺幅不確定性的因素。

•限制器補償電壓僅輕微降低限制器精度。圖13顯示了限制器如何影響失真性能。幾乎沒有觀察到線性下降的輸出電壓擺動到限制器電壓。在該圖中，當限制器電壓對稱降低時，驅(qū)動一個固定的±1V輸出擺幅。在限制器降低到±1.1V之前，幾乎沒有觀察到失真退化。

輸出驅(qū)動

OPA699已經(jīng)過優(yōu)化，可以驅(qū)動500Ω負載，例如adc。它在驅(qū)動100Ω負載時仍然表現(xiàn)良好；顯示了500Ω負載的技術(shù)規(guī)格。這使得OPA699成為各種高頻應用的理想選擇。

許多高速應用，如驅(qū)動ADC，需要低輸出阻抗的運算放大器。正如輸出阻抗與頻率的典型性能曲線所示，OPA699在頻率上保持非常低的閉環(huán)輸出阻抗。閉環(huán)輸出阻抗隨頻率而增加，因為環(huán)路增益隨頻率降低。

熱因素

OPA699在大多數(shù)操作條件下不需要散熱。所需的最高結(jié)溫將設置如下所述的最大允許內(nèi)部功耗。在任何情況下，最高結(jié)溫不得超過150℃。

總內(nèi)部功耗（PD）是靜態(tài)功率（PDQ）和輸出級（PDL）在傳輸負載功率時消耗的附加功率之和。PDQ就是指定的空載電源電流乘以整個部件的總電源電壓。PDL取決于所需的輸出信號和負載。對于接地電阻負載和相等的雙極性電源，當輸出電壓為任一電源電壓的1/2時，其值為最大值。在這種情況下，PDL=VS2/（4RL），其中RL包括反饋網(wǎng)絡負載。注意，決定內(nèi)部功耗的是輸出級的功率，而不是負載。

工作結(jié)溫度為：TJ=TA+PD xθJA，其中TA為環(huán)境溫度。例如，在最大TA=+85°C時，G=+6、RF=750Ω、RL=500Ω和±VS=±5V的OPA699ID的最大TJ計算如下：

這將是VO=±2.5VDC的最大TJ。大多數(shù)應用將處于較低的輸出級功率和較低的TJ。

電容性負載

電容性負載，如ADC的輸入，會降低放大器的相位裕度，這可能會導致高頻峰值或振蕩。電容性負載≥2pF應通過串聯(lián)一個小電阻與輸出隔離，如圖14所示。從+2增加增益將提高電容驅(qū)動能力，因為相位裕度增加。

一般來說，電容性負載應最小化，以獲得最佳的高頻性能。同軸電纜（RG-58為29pF/ft）的電容在同軸電纜或傳輸線的特性阻抗中終止時不會對放大器產(chǎn)生負載。

頻率響應補償

OPA699內(nèi)部補償為單位增益穩(wěn)定，在增益為+6時具有60°的標稱相位裕度。相位裕度和峰值在較高增益下改善。回想一下，反轉(zhuǎn)增益為-5相當于帶寬增益為+6（即噪聲增益=6）。標準的外部補償技術(shù)與此設備一起工作。例如，在反向配置中，可以通過將串聯(lián)RC網(wǎng)絡置于反轉(zhuǎn)節(jié)點上的地面來限制帶寬而不修改反轉(zhuǎn)增益。這會增加高頻噪聲增益，從而限制帶寬。

如果需要單位增益穩(wěn)定放大器，建議使用OPA698。

在需要大反饋電阻的應用中，例如光電二極管跨阻放大器，從逆變輸入到地的寄生電容會引起峰值或振蕩。為了補償這種影響，連接一個小電容器與反饋電阻并聯(lián)。帶寬將受到反饋電阻和電容器產(chǎn)生的極點的限制。在其他高增益應用中，使用一個三電阻三通網(wǎng)絡來降低由寄生電容設置的RC時間常數(shù)。

脈沖穩(wěn)定時間

OPA699能夠?qū)γ}沖輸入做出非常快的響應時間。為了獲得最佳的穩(wěn)定時間，需要頻率響應平坦度和相位線性度。對于電容性負載，如ADC，請使用典型性能曲線中推薦的RS—電容性負載。極細的規(guī)模沉降（0.01%）需要密切注意電源去耦電容器中的接地回流。

當從超速檔恢復時，脈沖穩(wěn)定特性非常好，如典型特性所示。

扭曲

OPA699失真性能是為500Ω負載（如ADC）指定的。如圖15所示，阻力較小的驅(qū)動荷載會增加變形。記住在負載電阻計算中包括反饋網(wǎng)絡。

噪聲性能

高轉(zhuǎn)換率、電壓反饋運算放大器通常以較高的輸入噪聲電壓為代價來實現(xiàn)轉(zhuǎn)換率。

然而，OPA699的4.1nV/√Hz輸入電壓噪聲遠低于同類放大器。輸入端電壓噪聲和兩個輸入端參考電流噪聲項相結(jié)合，可在各種工作條件下提供較低的輸出噪聲。圖16顯示了包含所有噪聲項的運算放大器噪聲分析模型。在這個模型中，所有的噪聲項都被認為是噪聲電壓或電流密度項，單位為nV/√Hz或pA/√Hz。

總輸出斑點噪聲電壓可以計算為所有平方輸出噪聲電壓貢獻者和的平方根。方程5顯示了輸出噪聲電壓的一般形式，如圖16所示。

將該表達式除以噪聲增益（NG=（1+RF/RG））將得到無反轉(zhuǎn)輸入時的等效輸入?yún)⒖键c噪聲電壓，如等式6所示。

評估OPA699電路和元件值的這兩個方程（見圖1）將得到27.4nV/√Hz的總輸出點噪聲電壓和4.6nV/√Hz的總等效輸入點噪聲電壓。這個總的投入是指現(xiàn)貨噪聲電壓僅略高于運算放大器電壓噪聲的4.1nV/√Hz規(guī)格。只要在每個運算放大器輸入端出現(xiàn)的阻抗限制在300Ω的最大值，就會出現(xiàn)這種情況。保持（RF | | RG）和非互易輸入源阻抗均小于300Ω將同時滿足噪聲和頻率響應平坦性的考慮。由于電阻引起的噪聲可以忽略不計，因此圖3中反向運算放大器配置的偏置電流消除電阻器（RT）上的附加電容去耦是不需要的，但仍然是可取的。

直流精度和偏移控制

寬帶電壓反饋運算放大器的平衡輸入級允許在各種應用中獲得良好的直流輸出精度。與同類產(chǎn)品相比，OPA699的電源電流微調(diào)提供了更嚴格的控制。盡管高速輸入級確實需要相對較高的輸入偏置電流（在每個輸入端通常為3μA），但是它們之間的緊密匹配可用于減少由該電流引起的輸出DC誤差。通過匹配出現(xiàn)在兩個輸入端的直流源電阻，可以大大降低總輸出偏移電壓。這減少了由于輸入偏置電流乘以反饋電阻而產(chǎn)生的輸出直流誤差。使用最壞情況下+25°C輸入偏移電壓和電流規(guī)格評估圖1的配置，給出最壞情況下的輸出偏移電壓，NG=非轉(zhuǎn)換信號增益，等于：

通常需要微調(diào)輸出偏移零點或直流工作點調(diào)整。在運算放大器電路中引入直流偏移控制有很多種技術(shù)。這些技術(shù)中的大多數(shù)最終都是通過反饋電阻增加直流電流。在選擇偏移微調(diào)方法時，一個關(guān)鍵考慮因素是對期望信號路徑頻率響應的影響。如果信號路徑是非可逆的，則最好將偏移控制作為逆變和信號應用，以避免與信號源的交互。如果信號路徑要反轉(zhuǎn)，可以考慮對非反轉(zhuǎn)輸入應用偏移控制。然而，求和結(jié)上的直流偏移電壓會使直流電流返回到電源中，這一點必須加以考慮。對反向運算放大器輸入應用偏移調(diào)整可以改變噪聲增益和頻率響應平坦度。對于直流耦合逆變放大器，圖17顯示了對信號頻率響應影響最小的偏移調(diào)整技術(shù)的一個示例。在這種情況下，直流偏移電流通過比信號通路電阻大得多的電阻值引入逆變輸入節(jié)點。這將確保調(diào)節(jié)電路對環(huán)路增益和頻率響應的影響最小。

電路板布局指南

使用高頻OPA699實現(xiàn)最佳性能需要仔細注意布局設計和組件選擇。推薦的PCB布局技術(shù)和元件選擇標準如下：

a）、最小化對任何交流接地的寄生電容對于所有信號I/O引腳。打開信號I/O引腳周圍的地面和電源平面的窗口，并使其他地方的地面和電源平面完好無損。

b）、提供高質(zhì)量的電源。使用線性調(diào)節(jié)器、接地平面和電源平面提供電源。將高頻0.1μF去耦電容器放置在距離每個電源引腳<0.2“的地方。使用寬而短的線路將這些電容器連接到地面和電源平面。也可使用較大（2.2μF至6.8μF）的高頻去耦電容器來繞過低頻。它們可能離設備稍遠，并且在多個相鄰設備之間共享。

c）、將外部組件靠近去OPA699。這樣可以最小化電感、接地回路、傳輸線效應和傳輸延遲問題。特別注意反饋（RF）、輸入和輸出電阻。

d）、使用高頻元件盡量減少寄生元素。電阻器應為非常低的電抗類型。表面貼裝電阻工作最好，并允許更緊湊的布局。金屬膜或碳化合物軸向引線電阻在引線盡可能短的情況下也能提供良好的性能。不要在高頻應用中使用線繞電阻器。記住，大多數(shù)電位器都有大的寄生電容和電感。多層陶瓷片式電容器工作最佳，占用空間小。單片陶瓷電容器也工作得很好。使用低ESR和ESL的RF型電容器。大功率管腳旁路電容器（2.2μF至6.8μF）應為鉭，以獲得更好的高頻和脈沖性能。

e）、選擇低電阻值使電阻及其寄生并聯(lián)電容設定的時間常數(shù)最小。好的金屬膜或表面貼裝電阻器有大約0.2pF的寄生并聯(lián)電容。對于大于1.5kΩ的電阻器，這將在500MHz以下增加一個極和/或零。確保輸出負載不太重。推薦的750Ω反饋電阻器是大多數(shù)設計的良好起點。

f）、使用短的直接跟蹤到其他寬帶設備在董事會上。短記錄道充當集中電容負載。應使用寬跡線（50至100密耳）。估計輸出端的總電容負載，并使用典型性能曲線中推薦的串聯(lián)隔離電阻器，推薦的RS vs電容性負載。<2pF的寄生負載可能不需要隔離電阻。

g）、當需要長的痕跡時，使用傳輸線設計技術(shù)（參考ECL設計手冊了解微帶和帶狀線布局技術(shù)）。板上不需要50Ω的傳輸線-更高的特性阻抗將有助于減少輸出負載。在運算放大器的輸出端使用匹配的串聯(lián)電阻器來驅(qū)動傳輸線，在另一端使用匹配的負載電阻器使線路看起來像電阻器。如果匹配負載產(chǎn)生的6dB衰減不可接受，且線路不太長，則只在電源處使用串聯(lián)電阻。這將使電源與線路產(chǎn)生的無功負載隔離，但頻率響應會降低。多個目的地設備最好作為單獨的傳輸線來處理，每一個都有自己的串聯(lián)電源和并聯(lián)負載終端。作用在終端電阻上的任何寄生阻抗都會改變傳輸線匹配，并可能導致不必要的信號反射和無功負載。

h）、不要使用插座對于像OPA699這樣的高速零件。額外的引線長度和由插座引入的管腳間電容造成了一個非常麻煩的寄生網(wǎng)絡。將零件焊接到電路板上可獲得最佳效果。

電源

OPA699通常規(guī)定使用±5V電源或單個+5V電源工作。規(guī)定的最大總電源電壓為13V，允許對電源進行合理的公差。較高的電源電壓會破壞內(nèi)部連接，可能導致災難性的故障。只要遵守共模電壓約束，單電源操作是可能的。可將輸入電壓和輸出電壓解釋為共同電壓。遵守這個輸入和輸出凈空要求將允許設計非標準或單電源操作電路。圖2顯示了一種單一供應操作的方法。

輸入和ESD保護

OPA699是使用非常高速的互補雙極工藝制造的。對于這些非常小的幾何器件，內(nèi)部結(jié)擊穿電壓相對較低。這些細分反映在絕對最大評級表中。所有的設備引腳都由內(nèi)部的ESD保護二極管保護電源，如圖18所示。

這些二極管提供適度的保護，以輸入高于電源的過驅(qū)動電壓。保護二極管通常可支持30mA連續(xù)電流。如果可能有更高的電流（例如，在帶有±15V電源部件的系統(tǒng)中驅(qū)動至OPA699），則應在兩個輸入端添加限流串聯(lián)電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因為高值會降低噪聲性能和頻率響應。

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