工作電源IC電壓為5V

至12V母線

高達1.3A柵電流能力

TTL兼容5位可編程

輸出符合VRM 9.0：1.100V至1.850V，二進制0.025V

電壓模式PWM控制

輸出精度高：±1%過線和溫度

變化

快速負載瞬態(tài)響應：從0%到100%占空比

電源良好輸出電壓

過壓保護和

監(jiān)視器

實現(xiàn)過電流保護

使用上MOSFET的RdsON

200kHz內(nèi)部振蕩器

外部可調(diào)振蕩器

從50KHz到1MHz

軟啟動和抑制功能

應用

高級電源

核心微處理器

分布式電源

大功率DC-DC調(diào)節(jié)器

說明

該設備是一種電源控制器，專門設計用于為大電流微處理器提供高性能的DC/DC轉(zhuǎn)換。精確的5位數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）允許調(diào)整輸出電壓從1.30V到2.05V，50mV二進制步進，從2.10V到3.50V，采用100mV二進制步進。高精度的內(nèi)部基準確保選擇的輸出電壓在±1%以內(nèi)。高峰當前的門驅(qū)動器提供了快速切換到提供低開關(guān)損耗的外部功率mos。該裝置保證了對負載的快速保護過電流和負載過電壓。外部SCR是在發(fā)生故障時觸發(fā)撬開輸入電源過電壓。還提供了內(nèi)部撬棍只要檢測到過電壓，就打開低側(cè)mosfet。如果檢測到過電流，軟啟動電容器放電，系統(tǒng)在打嗝模式下工作。

電氣特性（VCC=12V，環(huán)境溫度=25°C，除非另有規(guī)定）

設備說明

該器件是采用BCD技術(shù)實現(xiàn)的集成電路。它提供完整的控制邏輯和保護為高性能降壓DC-DC轉(zhuǎn)換器優(yōu)化微處理器電源。它是設計的在同步整流buck拓撲中驅(qū)動N溝道m(xù)osfet。該裝置工作正常，Vcc范圍從5V到12V，并從1.26V功率級電源電壓（Vin）開始調(diào)節(jié)輸出電壓。這個轉(zhuǎn)換器的輸出電壓可精確調(diào)節(jié)，可編程VID引腳，從1.100V到1.850V采用25mV二進制步進，溫度和線電壓變化的最大公差為±1%。這個該裝置提供快速瞬態(tài)響應的電壓模式控制。它包括一個200kHz的自激振蕩器從50kHz到1MHz可調(diào)。誤差放大器具有15MHz的增益帶寬乘積和10V/μs的轉(zhuǎn)換率，允許高轉(zhuǎn)換帶寬以實現(xiàn)快速瞬態(tài)性能。產(chǎn)生的PWM占空比范圍為0%到100%。設備防止過電流情況進入卡滯模式。設備通過使用上部MOSFET的rDS（ON）消除了對電流敏感電阻的需要。該設備提供SO20包裝

振蕩器

開關(guān)頻率在內(nèi)部固定為200kHz。內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生三角形波形為PWM充放電與恒流內(nèi)部電容器。電流輸送到振蕩器通常為50μA（Fsw=200kHz），可以使用連接在RT引腳和GND或VCC。因為RT引腳保持在固定電壓（典型。1.235V），頻率可變按比例地從銷釘上沉（壓）入的電流。特別是連接到GND的頻率增加（電流從引腳下沉），根據(jù)以下關(guān)系：

將RT連接到VCC=12V或VCC=5V時，頻率降低（電流被強制進入引腳），根據(jù)與以下關(guān)系：

開關(guān)頻率變化與RT的關(guān)系如圖1所示。請注意，向該引腳施加50μa電流時，由于沒有電流傳輸?shù)秸袷幤鳌?/p>

數(shù)模轉(zhuǎn)換器

內(nèi)置的數(shù)模轉(zhuǎn)換器允許將輸出電壓從1.30V調(diào)整到2.05V50mV二進制步進，2.10V到3.50V，100mV二進制步進，如前表1所示。這個對內(nèi)部基準進行了微調(diào)，以確保1%的精度。調(diào)節(jié)的內(nèi)部參考電壓由電壓識別（VID）引腳編程。這些是內(nèi)部DAC的TTL兼容輸入，通過提供內(nèi)部參考電壓的一系列電阻實現(xiàn)。VID代碼驅(qū)動多路復用器，該多路復用器在分隔線的點。DAC輸出被傳送到獲得VPROG參考電壓的放大器（即誤差放大器的設定值）。提供內(nèi)部上拉（通過5μa電流發(fā)生器實現(xiàn)）；在這種情況下這樣，編程邏輯“1”就足夠讓引腳浮動，而編程邏輯“0”就足夠短了引腳接地。電壓識別（VID）引腳配置還設置功率良好閾值（PGOOD）和過壓保護（OVP）閾值。VID代碼“11111”禁用該設備（作為SS引腳上的短路），并且不調(diào)節(jié)輸出電壓。

軟啟動和抑制

在啟動時，通過10μa恒定電流向外部電容器CSS充電，產(chǎn)生斜坡，如如圖1所示。當軟啟動電容器（VSS）上的電壓達到0.5V時，低功率MOS被導通至dis 給輸出電容充電。當VSS達到1V（即振蕩器三角波的下限）時，上限MOS開始開關(guān)，輸出電壓開始增加。VSS增長電壓最初鉗制誤差放大器的輸出，因此VOUT線性增加，如圖2所示。在這個階段，系統(tǒng)以開環(huán)的方式工作。當VSS等于VCOMP時松開誤差放大器輸出端的鉗位。在任何情況下，誤差放大器輸入端的另一個箝位保持激活狀態(tài)，允許VOUT以較低的斜率增長（即VSS電壓的斜率，見圖2）。在第二階段，系統(tǒng)以閉環(huán)方式工作，參考值不斷增加。當輸出電壓達到所需的值VPROG，以及誤差放大器輸入上的箝位被移除，軟啟動完成。Vss增加到最大值約為4V。如果VCC和OCSET引腳同時存在，軟啟動將不會發(fā)生，并且相關(guān)引腳內(nèi)部對地短路不超過自己的啟動閾值。在正常運行期間，如果在其中一個兩個電源中，SS引腳內(nèi)部對GND短路，因此SS電容器迅速放電。器件進入抑制狀態(tài)，迫使SS引腳低于0.4V。在這種情況下，兩個外部MOSFET保持不變關(guān)閉。

司機室高、低壓側(cè)驅(qū)動器的驅(qū)動能力允許使用不同類型的功率MOS（也可以是多個MOS降低RDSON），保持快速開關(guān)轉(zhuǎn)換。低壓側(cè)mos驅(qū)動器由Vcc直接提供，而高壓側(cè)驅(qū)動器由啟動引腳提供。采用自適應死區(qū)控制來防止交叉?zhèn)鲗В⒃试S使用多種類型的mos  fet。當下柵極大于200mV時，避免了上mos導通，而下mos導通為如果相位引腳超過500毫伏，則應避免。在任何情況下，上部mos在低壓側(cè)關(guān)閉。在5V和12V時，上（圖3）和下（圖4）驅(qū)動器的峰值電流都是4nF電容性的這些測量中使用了荷載。對于較低的驅(qū)動器，源峰值電流為1.1A@Vcc=12V和500mA@Vcc=5V，而sink峰值則為電流為1.3A@Vcc=12V，500mA@Vcc=5V。同樣，對于上層驅(qū)動器，源極峰值電流為1.3A@Vboot Vphase=12V和600mA@VbootVphase=5V，而陷波峰值電流為1.3A@Vboot Vphase=12V和550mA@Vboot Vphase=5V。

監(jiān)測和保護

輸出電壓通過引腳1（VSEN）進行監(jiān)控。如果不在編程值的±12%（典型值）范圍內(nèi)值，則powergood輸出強制為低。當輸出電壓達到比名義上的一個。如果輸出電壓超過此閾值，OVP引腳將被強制高電平，從而觸發(fā)外部SCR關(guān)閉電源（VIN），只要檢測到過電壓，就會打開下部驅(qū)動器。為了執(zhí)行過電流保護，該裝置比較了高壓側(cè)MOS的壓降，因為通過外部電阻（ROCS）的電壓連接在OCSET引腳和漏極之間上莫斯。因此，過電流閾值（IP）可通過以下關(guān)系式進行計算：

當IOCS的典型值為200μA時。要計算ROCS值，必須將其視為最大值RDSON（也是隨溫度變化）和IOCS的最小值。為了避免意外觸發(fā)過電流保護必須滿足這種關(guān)系：

式中∆I為電感紋波電流，IOUTMAX為最大輸出電流。在輸出短路的情況下，軟啟動電容器以恒定電流（10μA典型值）放電，以及SS引腳達到0.5V軟啟動階段重新啟動。在軟啟動過程中，過流保護始終處于活動狀態(tài)，如果發(fā)生此類事件，設備將關(guān)閉兩個MOSFET，SS電容器將再次斷電（在達到約4V的上限值之后）。系統(tǒng)現(xiàn)在在“打嗝”模式下工作，如圖5a所示，在排除過流原因后，裝置重新正常工作電源開關(guān)。

電感器設計

電感值由瞬態(tài)響應時間、效率和成本之間的折衷來定義還有尺寸。必須計算電感器以維持輸出，并維持輸入電壓變化紋波電流∆IL在最大輸出電流的20%和30%之間。電感值可通過以下關(guān)系式計算：

其中fSW是開關(guān)頻率，VIN是輸入電壓，VOUT是輸出電壓。圖5b顯示在VIN=5V和VIN=12V的情況下，紋波電流與不同電感值的輸出電壓之比。增加電感值會降低紋波電流，但同時也會降低轉(zhuǎn)換器負載瞬態(tài)響應時間。如果補償網(wǎng)絡設計良好，裝置能夠打開或關(guān)閉占空比高達100%或降至0%。響應時間現(xiàn)在是電感器所需的時間將其當前值從初始值更改為最終值。由于電感器尚未完成充電時間，輸出電流由輸出電容器提供。響應時間越短，輸出電容越小必修的。負載瞬態(tài)的響應時間因負載的應用或移除而不同：如果在負載施加期間，電感器被等于輸入和輸出之間差的電壓充電電壓，在拆卸過程中，它只由輸出電壓放電。以下表達式給出了補償網(wǎng)絡響應足夠快的情況下∆I負載瞬態(tài)的近似響應時間：

最壞的情況取決于可用的輸入電壓和選定的輸出電壓。不管怎樣，最壞的case是負載移除后的響應時間，最小輸出電壓已編程，最大輸入電壓可用。

輸出電容器

由于微處理器在進行負載瞬變時要求電流變化超過10A，因此輸出電容器是電源快速響應的基本元件。在事實上，在最初的幾微秒內(nèi)，它們向負載提供電流。控制器立即識別負載瞬態(tài)，并將占空比設置為100%，但電流斜率受電感器值的限制。由于電容器內(nèi)部的電流變化（忽略英語）

在負載瞬態(tài)期間，需要一個最小的電容值來維持電流而不放電。這個輸出電容器放電引起的電壓降可通過以下公式得出：

其中，DMAX是最大占空比值，即100%。ESR越低，輸出降越低在負載瞬變過程中，輸出電壓的靜態(tài)紋波越低。

輸入電容器

輸入電容器必須承受上部MOS導通時產(chǎn)生的紋波電流，因此必須具有低ESR，以盡量減少損耗。該紋波的rms值為：

其中D是占空比。當D=0.5時，方程達到最大值。最壞情況下的損失是：

補償網(wǎng)絡設計

控制回路是一種電壓模式（圖7），它使用降速功能來滿足VRM的要求模塊化，減小了輸出電容器的尺寸和成本。這種方法“恢復”了負載瞬態(tài)中由于輸出電容器ESR引起的部分壓降，引入了輸出電壓對負載電流的依賴性：在輕負載下，輸出電壓將高于標稱水平，而在高負載下，輸出電壓將低于標稱值。

如圖6所示，ESR降在任何情況下都存在，但使用降速函數(shù)，則輸出電壓最小。實際上，降速功能引入了與輸出電流成比例的靜態(tài)誤差（圖6中的Vdroop）。由于不存在感應電阻，因此使用電感的固有電阻（幾個mΩ）。因此，在反饋信號中加入低通濾波電感電壓（即電感電流），以簡單的方式實現(xiàn)下垂功能。指的是如圖7所示，閉環(huán)系統(tǒng)的靜態(tài)特性為：

式中，VPROG是數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸出電壓（即設定值），RL是電感抵抗。方程的第二項允許在零負載（∆V+）下產(chǎn)生正偏移；第三項引入下垂效應（∆VDROOP）。注意，如果出現(xiàn)以下情況，下垂效應等于ESR降：

考慮到先前的關(guān)系，可以確定R2、R3、R8和R9，以獲得期望的下垂效應如下：為R2選擇一個在數(shù)百KΩ范圍內(nèi)的值，以獲得另一個的實際值組件。

根據(jù)上述等式，得出：

其中IMAX是最大輸出電流。

必須選擇部件R3，以獲得R3<<R8//R9，以允許這些和連續(xù)的簡化。因此，在降速功能下，輸出電壓隨著負載電流的增加而降低，因此直流輸出阻抗等于電阻路徑。當輸出阻抗與頻率恒定時，很容易驗證負載傳輸下的輸出電壓偏差最小。為了選擇補償網(wǎng)絡的其他元件，考慮了電壓環(huán)的傳遞函數(shù)。為了簡化分析，假設R3<<Rd，其中Rd=（R8//R9）。

可以忽略R8與相位的連接來計算傳遞函數(shù)，因為，正如后面將要看到的，這種連接只有在低頻時才重要。所以R4被認為與VOUT有關(guān)。在此消耗下，電壓回路具有以下傳遞函數(shù)：

注意：為了理解前面假設的原因，必須考慮圖9中的方案。在該方案中，由于在頻率范圍內(nèi)，電感電流被負載電流代替對于下垂函數(shù)來說，這些電流基本上是相同的，并且假設下垂網(wǎng)絡不代表電感器充電。

因為在感興趣的范圍| Gloop |>>1。為了得到一個平坦的形狀，考慮的關(guān)系自然會隨之而來。應用思路：1.100V至1.850V/25A圖10顯示了電流容量為25A的1.100V至1.850V轉(zhuǎn)換的應用示意圖。由于器件采用高柵極驅(qū)動，高、低壓側(cè)的mosfet可以使用三個以上高壓側(cè)建議使用STS11NF30L（30V，9mW典型值@Vgs=10V）mosfet，同時建議使用四種mosfet作為低壓側(cè)開關(guān)。

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